開關(guān)電源設(shè)計(jì)精選(九篇)

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第1篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

本設(shè)計(jì)是DC/DC直流開關(guān)電源設(shè)計(jì),首先將開關(guān)電源與線性電源進(jìn)行對(duì)比，總結(jié)了開關(guān)電源的優(yōu)點(diǎn),并對(duì)其當(dāng)前的發(fā)展以及在發(fā)展中存在的問題進(jìn)行了描述，然后在對(duì)開關(guān)電源的整體結(jié)構(gòu)進(jìn)行了介紹的基礎(chǔ)上，對(duì)開關(guān)電源的主回路和控制回路進(jìn)行設(shè)計(jì)：在主回路中整流電路采用單相橋式、功率轉(zhuǎn)換電路采用單端正激功率轉(zhuǎn)換電路、采用增加副邊繞組的方法實(shí)現(xiàn)多路輸出，其中功率轉(zhuǎn)換電路（DC/DC變換器）是開關(guān)電源的核心部分，對(duì)此部分進(jìn)行了重點(diǎn)設(shè)計(jì)；控制電路采用PWM控制，控制器采用開關(guān)電源集成控制器GW1524、設(shè)計(jì)了過壓保護(hù)電路、電壓檢測(cè)電路和電流檢測(cè)電路，對(duì)各個(gè)部分的參數(shù)進(jìn)行了計(jì)算并進(jìn)行了元器件的選型。

【關(guān)鍵詞】DC/DC變換器、PWM控制、整流、濾波。

Abstract

Inthispaper,Idesignedaswitchpowersupplysystemwiththreeoutputs:Comparetheswitchpowerwithlinearpoweratfirst,hassummarizedtheadvantageoftheswitchpower,havedescribeditspresentdevelopmentandtherearenaturalquestionsindevelopment.Onthebasisofthethingthatthewholestructuretotheswitchpowerhasmadeanintroduction,tothemainreturncircuitandcontrollingthereturncircuittodesignoftheswitchpower:Therectificationcircuitadoptsthesingle-phasebridgetypeinthemainreturncircuit,thepowerchangesthecircuitandadoptsanddefiesthepowertochangethecircuit,realizebyincreasingthewindingofonepairofsidessingleandwellthatmanywaysareexported,itisakeypartoftheswitchpowersupplythatthepowerchangescircuit(DC/DCtransformer),havedesignedthispartespecially;ThecontrolcircuitadoptsPWMtocontrol,thecontrolleradoptstheswitchpowerintegratedcontrollerGW1524,designthecircuittomeasurevoltageandthecircuittoelmeasureectriccurrent,selectingtypeofcalculatingandcarryingonthecomponentsandpartstheparameterofeachpart.

Keyword：DC/DCtransformer,PWMcontrol,rectification,strainingwaves.

1概述

電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進(jìn)入80年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入90年代開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進(jìn)了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。

1.1開關(guān)電源的基本原理

開關(guān)電源就是采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開關(guān)電源的基本構(gòu)成如圖1-1所示，DC-DC變換器是進(jìn)行功率變換的器件，是開關(guān)電源的核心部件，此外還有啟動(dòng)電路、過流與過壓保護(hù)電路、噪聲濾波器等組成部分。反饋回路檢測(cè)其輸出電壓，并與基準(zhǔn)電壓比較，其誤差通過誤差放大器進(jìn)行放大，控制脈寬調(diào)制電路，再經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路控制半導(dǎo)體開關(guān)的通斷時(shí)間，從而調(diào)整輸出電壓。

1.2開關(guān)電源與線性電源的比較

是先將交流電經(jīng)過變壓器變壓，再經(jīng)過整流電路整流濾波得到未穩(wěn)定的直流電壓，要達(dá)到高精度的直流電壓，必須經(jīng)過電壓反饋調(diào)整輸出電壓。它的缺點(diǎn)是需要龐大而笨重的變壓器，所需的濾波電容的體積和重量也相當(dāng)大，而且電壓反饋電路是工作在線性狀態(tài)，調(diào)整管上有一定的電壓降，在輸出較大工作電流時(shí)，致使調(diào)整管的功耗太大，轉(zhuǎn)換效率低，還要安裝很大的散熱片。這種電源不適合計(jì)算機(jī)等設(shè)備的需要，將逐步被開關(guān)電源所取代。

1.3開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用

當(dāng)前,開關(guān)電源新技術(shù)產(chǎn)品正在向以下"四化"的方向發(fā)展:應(yīng)用技術(shù)的高頻化;硬件結(jié)構(gòu)的模塊化;軟件控制的數(shù)字化;產(chǎn)品性能的綠色化。由此,新一代開關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)含量大大提高,使之更加可靠、成熟、經(jīng)濟(jì)、實(shí)用。

開關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關(guān)電源小型化，并使開關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。

近年,有些公司把開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路也裝到功率模塊中去,構(gòu)成了"智能化"功率模塊(IPM),這樣縮小了整機(jī)的體積,方便了整機(jī)設(shè)計(jì)和制造。為了提高系統(tǒng)的可靠性,有些制造商開發(fā)了"用戶專用"功率模塊(ASPM),它把一臺(tái)整機(jī)的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個(gè)模塊中,使元器件間不再有傳統(tǒng)的引線相連,這樣的模塊經(jīng)過嚴(yán)格、合理的、熱、電、機(jī)械方面的設(shè)計(jì),達(dá)到優(yōu)化完善的境地。

開關(guān)電源是一種采用開關(guān)方式控制的直流穩(wěn)定電源,它以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于以電子計(jì)算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備,是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。而當(dāng)我們把開關(guān)電源的研究擴(kuò)大到可調(diào)高電壓、大電流時(shí),以及將研究新技術(shù)應(yīng)用于DC/AC變換器,即開拓了大功率應(yīng)用領(lǐng)域,又使開關(guān)電源的應(yīng)用范圍擴(kuò)大到了從發(fā)電廠設(shè)備至家用電器的所有應(yīng)用電力、電子技術(shù)的電氣工程領(lǐng)域。作為節(jié)能、節(jié)材、自動(dòng)化、智能化、機(jī)電一體化的基礎(chǔ)的開關(guān)電源,它的產(chǎn)品展現(xiàn)了廣闊的市場(chǎng)前景。例如,發(fā)電廠的貯能發(fā)電設(shè)備、直流輸電系統(tǒng)、動(dòng)態(tài)無功補(bǔ)償、機(jī)車牽引、交直流電機(jī)傳動(dòng)、不停電電源、汽車電子化、開關(guān)電源、中高頻感應(yīng)加熱設(shè)備以及電視、通訊、辦公自動(dòng)化設(shè)備等。

1.4開關(guān)電源當(dāng)前存在的問題

當(dāng)我們對(duì)該技術(shù)進(jìn)行深入研究后卻發(fā)現(xiàn)它仍然存在著一些問題需要解決，而且有的問題還帶有全局性：采用定頻調(diào)寬的控制方式來設(shè)計(jì)電源，都以輸出功率最大時(shí)所需的續(xù)流時(shí)間為依據(jù)來預(yù)留開關(guān)截止時(shí)間的，則負(fù)載所需的功率小于電源的最大輸出功率時(shí)就必然造成了工作電流的不連續(xù)；"反峰電壓"是開關(guān)導(dǎo)通期間存入高頻變壓器的勵(lì)磁能量在開關(guān)關(guān)斷時(shí)的一種表現(xiàn)，而勵(lì)磁能量只能在、也必須在開關(guān)關(guān)斷后的截止期間處理掉，既能高效處理勵(lì)磁能量又能有效限制反峰電壓的辦法是存在的，那就是要及時(shí)地為勵(lì)磁能量提供一個(gè)"低阻抗通道"，并且為勵(lì)磁能量的通過提供一段時(shí)間，但"單調(diào)"控制方法不具備這一條件；高頻變壓器的磁通復(fù)位問題；傳統(tǒng)的電流取樣方法是在功率回路中串聯(lián)電阻，效率不高，這個(gè)問題向來是電源技術(shù)，尤其是以小體積、高功率密度見長的開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展的"瓶頸"；高頻開關(guān)電源的并聯(lián)同步輸出問題。

以上的問題看似彼此獨(dú)立，其實(shí)它們之間存在著一定的關(guān)聯(lián)性解決這些問題，也許還是一條艱難而漫長的路。

2整流電路的設(shè)計(jì)

整流是將交流電變成脈動(dòng)直流電的過程。電源變壓器輸出的交流電經(jīng)整流電路得到一個(gè)大小變化但方向不變的脈動(dòng)直流電。整流電路是由具有單向?qū)щ娦缘脑缍O管、晶間管等整流元件組成的。

2.1整流電路的選擇

單相整流電路有兩種：電容輸入型電路和扼流圈輸入型電路

電容輸入型的基本電路如圖2-1：（a）為半波整流電路（b）為中間抽頭的全波整流電路（c）橋式整流電路（d）倍壓整流電路。

扼流圈輸入型基本電路，用于負(fù)載電流I0較大的電路，扼流圈L的作用是抑制尖峰電流。

第2篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

關(guān)鍵詞：氣隙；RCD；離線式；變換器；電磁輻射

中圖分類號(hào)：TP212文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：Adoi: 10.3969/j.issn.1003-6970.2011.03.039

0引 言

以往對(duì)于小于10W以下的離線式直流電源來說，在效率要求不高的地方，一般認(rèn)為采用工頻變壓器加整流電路及線性穩(wěn)壓電路比較合理。因?yàn)槟菚r(shí)10W以下的工頻變壓器成本相對(duì)于開關(guān)變換器來說并不高，而線性穩(wěn)壓器的半導(dǎo)體器件比開關(guān)電源的環(huán)路控制成本要低，至于說工頻變壓器轉(zhuǎn)換效率低的問題那是用戶的事情，研發(fā)者并不關(guān)心。而如今提倡節(jié)能環(huán)保，電子設(shè)備高度集成化，體積做得越來越小。相同功率的工頻變壓器要比開關(guān)變換器的重量（體積）大幾倍，對(duì)于原材料、人工費(fèi)不斷攀升的今天來說用離線式10W小功率開關(guān)電源取代線性電源是當(dāng)勿之急。

110W開關(guān)電源的設(shè)計(jì)制作要點(diǎn)：

1.1頻率問題

選擇工作頻率高的芯片，可以使變換器的體積減小、容性器件的容量及體積減小，PCB尺寸將減小，制作的開關(guān)電源體積自然減小，但它所帶來的缺點(diǎn)是對(duì)變換器的磁芯要求提高，人工纏繞變換器的難度增加，高頻磁芯不但成本高而且在國內(nèi)不易購買；而選擇工作頻率過低的芯片，所制作出的開關(guān)電源其效率降低、體積增大，這不是我們所追求的。

1.2器件是否容易購買

阻容器件在電子市場(chǎng)上容易購買，濾波電感可以自行繞制，磁芯、控制芯片的選取上是令人郁悶的事情。對(duì)于小批量生產(chǎn)，為了購買到器件不得不修改合理的設(shè)計(jì)初宗，但不管怎樣，制作出性能穩(wěn)定的產(chǎn)品才是硬道理。

1.3成本

盡量選用國產(chǎn)器件，以便降低成本。

設(shè)計(jì)一個(gè)離線式10W開關(guān)電源并不是一件容易的事情，因?yàn)樗婕暗皆S多電學(xué)、磁學(xué)、安全規(guī)范方面的知識(shí)，在器件的選定上要經(jīng)過反復(fù)大量的計(jì)算，試驗(yàn)才能最終敲定。如何利用先人的經(jīng)驗(yàn)撇開繁瑣的計(jì)算快速地設(shè)計(jì)出性能穩(wěn)定的開關(guān)電源，我想這是每個(gè)電路設(shè)計(jì)者所期望的。在芯片高度集成的今天，開關(guān)電源的控制、驅(qū)動(dòng)、振蕩、比較等電路都集成到一個(gè)芯片里，這為對(duì)開關(guān)電源的拆分設(shè)計(jì)提供了條件。在離線式10W開關(guān)電源應(yīng)用領(lǐng)域，芯片制造商推出多種型號(hào)的開關(guān)電源控制芯片，這些芯片雖然型號(hào)不同但在性能和使用的方式上卻雷同。THX203H是南京通華芯微電子公司制造，它性能穩(wěn)定、功能多、價(jià)格低，工作頻率在60KHz左右，易于買到與之相適應(yīng)的磁芯，是一款比較實(shí)用的離線式10W開關(guān)電源控制芯片。

2離線式10W開關(guān)電源基本框架說明

圖1是基于THX203H的離線式10W開關(guān)電源的基本框架。

Fuse：選用1.5A保險(xiǎn)絲。

Bridge：選用1N4007

Cin：在VAC 85～265V時(shí)，一般認(rèn)為3uF/1W，10W應(yīng)選30uF/400V的電容。

R1、R2、CT：是THX203H固定搭配電路，按要求設(shè)定即可。當(dāng)然CT、R2盡量選用貼片件，以減少器件的分布電感，且在PCB布線時(shí)盡量靠近THX203H。

Clamp Zener、Blocking Diode ：兩個(gè)二極管組合成箝位電路用以消除THX203H內(nèi)部功率管關(guān)斷時(shí)變換器漏感儲(chǔ)能所引起的尖峰，當(dāng)然這個(gè)電路在小于10W功率輸出時(shí)完全可以用RCD電路替代。 RCD即電阻、電容、二極管。

Clamp Zener選用P6KE200，Blocking Diode選用BYV26C。

光藕、RB、RZ：完成對(duì)開關(guān)電源輸出端的取樣、反饋。DZ可選BZX79-B4V7，RB可選39Ω。一般認(rèn)為選用這種反饋電路VOUT精度較低，約為±5%，利用TL431構(gòu)成的反饋電路VOUT精度更高，約為±1%。

VDB：可選1N4148，Cb可選47uF/50V。

VD：整流管，可選肖特基1N5822。

Cm：VOUT輸出5-24V，1A時(shí)選330uF/35V。VOUT輸出5-24V，2A時(shí)選1000uF/35V。這種選擇是有條件的，要求電解的ESR（等效內(nèi)阻）要低。我們?cè)谑袌?chǎng)上購得的電解性能優(yōu)劣不一，所以在選定電解容量時(shí)，要比上述容量大100-200uF 比較合理。

Lf、Cf：起消除紋波作用。Lf選8-12uH，Cf選470uF/35V。

磁芯的選定[1]：有一個(gè)非常簡(jiǎn)單的預(yù)測(cè)典型鐵氧體反激變器的能量轉(zhuǎn)換關(guān)系式，PO≈100×f×Ve(W)。這里f為工作頻率，單位為HZ，Ve鐵氧體體積單位為m3，EE25磁芯

Ve=1890×10-9m3。設(shè)f=60kHZ，則磁芯轉(zhuǎn)換出的功率PO≈11.34W。滿足10W要求。

初級(jí)線圈匝數(shù)的確定[2] ：首先確定初級(jí)線圈的電感量，10W離線式開關(guān)電源工作頻率在100KHz時(shí)，初級(jí)線圈電感量一般在1～2mH之間，我們所設(shè)計(jì)的開關(guān)電源工作頻率為60kHz，所以首先設(shè)定初級(jí)線圈電感量為2mH。氣隙的設(shè)定，氣隙就是在組裝變換器時(shí)在變換器的兩個(gè)E型磁芯之間保留一段距離，大批量生產(chǎn)通過研磨E型磁芯中間柱實(shí)現(xiàn)，小批量生產(chǎn)通過在E型磁芯的兩邊柱中間加墊絕緣層來實(shí)現(xiàn)。為了便于加工，氣隙要大于0.051mm。氣隙即不能太小也不能太大，太大會(huì)大大降低磁導(dǎo)率。在磁芯中加上氣隙是為了防止磁飽和。 青稞紙，防靜電、絕緣性好、耐壓性強(qiáng)。用0.12mm厚度的青稞紙作為氣隙絕緣層。磁芯、初級(jí)電感量、氣隙確定之后初級(jí)線圈匝數(shù)基本確定。

初級(jí)線圈要排繞、密繞、布滿整個(gè)骨架的繞線窗，留夠爬線距離。直徑0.21mm漆包線繞3層，每層40圈，實(shí)測(cè)變換器初級(jí)繞組電感量為1.9mH±0.1mH。

次級(jí)線圈、偏置繞組線圈匝數(shù)的確定：對(duì)于VOUT=5V這類開關(guān)電源匝比多設(shè)在14：1左右?，F(xiàn)在按照14：1匝比進(jìn)行設(shè)置，次級(jí)線圈的匝數(shù)為8圈。那么，次級(jí)每圈對(duì)應(yīng)0.625V。偏置繞組設(shè)為9圈，則偏執(zhí)繞組產(chǎn)生的電壓約為5.6V接近THX203H的典型供電值。如果次級(jí)還有其它繞組，只需按照 0.625V/1圈 進(jìn)行推算即可。

3一款完整離線式10W開關(guān)電源電路的推薦

下面介紹一個(gè)成型電路，AC輸入電壓范圍：130V―250V；DC輸出：5V、5V、15V；第二繞組輸出電流可達(dá)1A，精度±0.2V，紋波小于30mV。第四繞組輸出電流可達(dá)200mA，電壓精度在10%以內(nèi)，紋波小于30mV。

原理圖如圖2所示：

4變換器的繞制

磁芯參數(shù)：EE25，TDK PC40，骨架：10腳，立式。

4.1變換器的繞制方法

4.2變換器繞制要點(diǎn)

1.變換器1、2腳爬線距離大于6mm，不同繞組之間的爬線距離大于3mm，每層排繞。

2.第一繞組的電感量=19mH±0.1mH，通過調(diào)整磁芯的氣隙實(shí)現(xiàn)。氣隙的實(shí)現(xiàn)：在E型磁芯的兩端的柱上，分別加上約0.12mm厚的青稞紙。

3.PCB布線問題，器件盡量緊湊，以減少分布電容、分布電感、電磁輻射。

4.THX203H的散熱問題[3]，在THX203H的7、8腳上鋪設(shè)200mm 以上的銅箔，最好將鋪設(shè)的銅箔定義成焊盤，在焊盤上加焊錫以提高其散熱能力。

5.漆包線繞的一定要緊。如果制作的開關(guān)電源用于商品出售，變換器要浸漆，要是自用可不必浸漆。

5結(jié)論

本文介紹了離線式10W開關(guān)電源的設(shè)計(jì)制作方法，提供了一些經(jīng)驗(yàn)數(shù)據(jù)及相關(guān)公式，對(duì)離線式10W開關(guān)電源的設(shè)計(jì)制作要點(diǎn)進(jìn)行了闡述。文中所用電路是經(jīng)過實(shí)踐檢驗(yàn)的，所選磁芯、芯片只要上網(wǎng)查找均可輕松查到，文中公式、數(shù)據(jù)多數(shù)是筆者查閱相關(guān)資料獲得，也有些是筆者長期工作經(jīng)驗(yàn)的總結(jié)。希望對(duì)此方面感興趣的朋友閱讀此文時(shí)，剔除糟粕汲取精華。

參考文獻(xiàn)

[1] Sanjaya Maniktala 著王志強(qiáng)、鄭俊杰譯. 開關(guān)電源設(shè)計(jì)與優(yōu)化[M]. 北京：電子工業(yè)出版社，2006

[2] Abraham I. Pressman, Switching Power Supply Design (2nded.), New York, McGraw-Hill, Inc., 1991

第3篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

關(guān)鍵詞：RCC； 開關(guān)電源； 頻率計(jì)算； 變壓器設(shè)計(jì)

中圖分類號(hào)：TN710-34； TM433 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1004-373X(2011)24-0199-03

Design for RCC Switch Mode Power Supply Based on Frequency Account

YANG Shu-tao, GU Jia-chen, QI Li, WANG Zai-li

(Unit 63889 of PLA, Mengzhou 454750, China)

Abstract： RCC (ringing choke convertor) is one of the most popular ways to design low/medium SMPS (switch mode power supply). Due to the parameters are interactional in the design of RCC SMPS, the interaction makes calculation and debugging complex. The existing ways preelect the frequency, and then validate them repeatedly by AP. Several time calculation is needed. Moreover, the system is hard to work in the best state. The transformer design is the key link in SMPS, and the most important reference is frequency in transformer design. If the working frequency can be obtained in advance, or at least make certain of the influence factors, the account and debugging time will be shorten obviously. The formula for frequency is derived first to determine the main source of frequency, and the relation of the transformer inductance and the input voltage. And then the other parameters of the transformer are confirmed, at last the other parameters of whole SMPS are determined. The rationality of the design was proved by the simple debugging for SMPS hardwares.

Keywords： RCC; switch mode power supply; frequency account; transformer design

RCC（Ringing Choke Convertor）式開關(guān)電源具有所需器件少，成本低，不用外部時(shí)鐘控制，工作于臨界連續(xù)狀態(tài)，可以方便地實(shí)現(xiàn)電流型控制，在結(jié)構(gòu)上是單極點(diǎn)系統(tǒng)，容易得到快速穩(wěn)定的響應(yīng)，具有自動(dòng)功率限制等優(yōu)點(diǎn) [1-2 ]。RCC電路原理簡(jiǎn)單，由開關(guān)變壓器和主開關(guān)管諧振產(chǎn)生振蕩，副開關(guān)管可以調(diào)節(jié)占空比，以此調(diào)節(jié)輸出電壓 [3-4 ]。但是RCC電源的占空比、工作頻率隨使用環(huán)境和內(nèi)部參數(shù)的變化而改變，使得開關(guān)管控制極的電流驅(qū)動(dòng)波形難以確定，給器件參數(shù)選定，尤其是變壓器的設(shè)計(jì)帶來困難 [5-6 ]。傳統(tǒng)設(shè)計(jì)主要有諾模圖法和磁芯面積乘積AP計(jì)算校驗(yàn)法 [3-4 ]。這兩種方法在定頻率計(jì)算中較實(shí)用，但若未知頻率，將不能用以上兩種方式設(shè)計(jì)。傳統(tǒng)的方法是給RCC電源預(yù)設(shè)一頻率，然后設(shè)計(jì)變壓器 [1，3，5 ]。但因變壓器參數(shù)直接影響到電源的工作頻率，所設(shè)計(jì)的變壓器工作頻率經(jīng)常與預(yù)設(shè)頻率相差太大而不能正常工作；電源參數(shù)需多次重復(fù)設(shè)計(jì)，導(dǎo)致初期設(shè)計(jì)計(jì)算量大，而且該“拼湊法”在后期調(diào)試中，實(shí)際頻率很難與理論值吻合，導(dǎo)致電源不能工作在設(shè)計(jì)的最佳狀態(tài)。

本文推導(dǎo)出頻率計(jì)算公式，并得出頻率與輸入電壓成正比，與負(fù)載電流、初、次級(jí)電感量成反比。在確定的輸入電壓和已知的最大輸出功率下，根據(jù)電源給定的輸入電壓、輸出電壓、額定工作頻率和占空比直接求取變壓器的初、次級(jí)匝數(shù)，一次設(shè)計(jì)就能確定變壓器所有參數(shù)，解決了高頻變壓器設(shè)計(jì)中需要反復(fù)設(shè)計(jì)與驗(yàn)證的問題?；谠摲椒ㄔO(shè)計(jì)了一臺(tái)5 V/10 A的開關(guān)電源，并對(duì)電源的工作頻率、占空比等參數(shù)進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 RCC原理

1.1 RCC原理

RCC原理圖如圖1所示。上電后，C3兩端電壓使電流經(jīng)起振電阻R1，R2，驅(qū)使主開關(guān)管Q1導(dǎo)通，隨著Q1導(dǎo)通，經(jīng)由反饋電感T1的反饋信號(hào)加強(qiáng)對(duì)Q1控制極正向驅(qū)動(dòng)，使Q1迅速導(dǎo)通。因感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)與電流變化率成正比，當(dāng)變壓器初級(jí)電流最大(飽和導(dǎo)通)時(shí)，T1′兩端電壓為0，Q1退出飽和狀態(tài)開始關(guān)斷。此時(shí)，T1′感生反向電動(dòng)勢(shì)，加速Q(mào)1關(guān)斷，同時(shí)飽和狀態(tài)R4兩端電壓驅(qū)使Q2開通，并將Q1控制極短路，使Q1關(guān)斷，經(jīng)起振電阻R1，R2重新使Q1導(dǎo)通，依此循環(huán) [3，7-8 ]。RCC電路始終工作在臨界導(dǎo)通模式，不會(huì)出現(xiàn)反激變換中的連續(xù)能量傳遞模式，其初級(jí)電流始終都是一個(gè)鋸齒形三角波形，而不會(huì)出現(xiàn)梯形波 [8-10 ]。RCC電路調(diào)節(jié)電壓的輸入方式是通過控制初級(jí)峰值電流來實(shí)現(xiàn)的［3］。

1.2 自振蕩頻率計(jì)算

若變壓器T1的初級(jí)、次級(jí)電流為i1,i2，電壓為u1,u2，匝數(shù)為N1,N2，電感量為L1,L2，分析變壓器初級(jí)電感，由電磁感應(yīng)定律知，在導(dǎo)通時(shí)間Δt下有以下關(guān)系：u1=L1i1Δt

（1） 在Δt為導(dǎo)通時(shí)間Ton時(shí)，初級(jí)有電流最大值：I1max=u1Ton/L1

（2） 則導(dǎo)通時(shí)間：Ton=L1I1max/u1

（3） 由變壓器基本原理得次級(jí)最大電流值為：I2max=N1N2•u1L1Ton

（4） 由于次級(jí)電流以u(píng)2/L2比率減小，則次級(jí)輸出瞬時(shí)電流為：i2=I2max-u2L2Δt

（5） 當(dāng)Δt=Toff時(shí)，有：I2max-u2ToffL2=0

（6） 由式（3），式（4），式（6）可知，關(guān)斷時(shí)間為：Toff=N1N2Ton=N1N2•L2u2I1max

（7） 由式（3），式（7）可知，占空比為：D=11+u1u2L2L1

（8） 由式（8）可知，占空比與變壓器初級(jí)電感量L1成正比，與輸入電壓u1、次級(jí)電感量L2成反比，占空比不受初、次級(jí)電流變化的影響。

理想狀態(tài)下變壓器的輸入輸出能量相等：12L1I21maxf=u1i1

（9）由式（3），式（7），式（9）整理得： f=12i2u2u2L1/u1+L22

（10） 由式（10）可知，振蕩頻率f隨u1的升高而升高，隨輸出電流i2、初次級(jí)電感量L1，L2的增大而減小。根據(jù)式（8），式（10），可確定變壓器的初、次級(jí)電感L1，L2，它們是檢驗(yàn)電源能否達(dá)到設(shè)計(jì)要求的重要參考。

2 設(shè)計(jì)實(shí)例

基于頻率計(jì)算法設(shè)計(jì)了一個(gè)50 W的RCC開關(guān)電源，其原理圖如圖2所示。為了圖面清晰，圖中未畫出工頻濾波和整流電路。該電源采用典型RCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其整流、濾波、緩沖吸收電路、電壓負(fù)反饋電路、過流控制的設(shè)計(jì)可參照文獻(xiàn)［3，11-12］。

2.1 選擇磁芯

所設(shè)計(jì)的電源最大輸出功率為Pout=50 W，所需的輸入功率Pin=Pout/η，預(yù)計(jì)效率為0.8，以時(shí)變壓器能承載的最大功率應(yīng)不小于62.5 W。若設(shè)計(jì)的電源最低工作頻率不低于50 kHz，查磁芯參數(shù)表知，EE30磁芯在50 kHz時(shí)最大輸出功率為64 W [13-14 ]，能滿足所需功率的要求，其磁芯有效截面積Ae=109 mm2。

2.2 求初、次級(jí)匝數(shù)

自激反激式變壓器匝數(shù)N的計(jì)算公式為［1］：N=u22BwAef

（11）式中：輸出電壓u2=5.7 V（含整流管壓降0.7 V），若允許磁芯工作磁通密度Bw≤120 mT，將Bw代入式（11）得N2≥4.35，則取整為5匝。

由于變壓器的輸入/輸出能量相等：12u1I1maxTon=12u2I2maxToff=u2i2T

（12） 從而有：I2max=2i21－D

（13） 由于次級(jí)最大平均電流為10 A，設(shè)計(jì)占空比D為0.3，則輸出瞬時(shí)極限電流I2max=28.57 A，由式（6）解出次級(jí)電感量L2=2.45 μH。同理可以得出初級(jí)極限電流I1max=1.34 A，初級(jí)電感量L1=1.39 mH。由式（4）知N1=106。

2.3 選定線徑

漆包線電流密度J=4 A/mm2，則線徑為：Φ=2×I/(J×π)

（14） 相應(yīng)可得初次級(jí)繞組線徑分別為：Φ1=0.253 mm，Φ2=1.784 mm。對(duì)照GB（國標(biāo)）線徑表，取接近且不小于計(jì)算值的初級(jí)線徑為0.28 mm，次級(jí)線徑為1.25 mm，兩股并繞。

2.4 磁芯窗口空間校驗(yàn)

線圈所占窗口面積為：Aw1=πΦ214N1+πΦ222N2=17.6 mm2

（15） 查相應(yīng)磁芯參數(shù)表知，EE30磁芯的窗口面積Aw=73.35 mm2，若窗口使用系數(shù)取推薦經(jīng)驗(yàn)值 [3 ]0.4，則0.4Aw=29.34 mm2＞Aw1，磁芯空間可以容下繞組。

2.5 氣隙計(jì)算

為了有效防止磁芯磁飽和，RCC式開關(guān)電源高頻變壓器應(yīng)在磁芯中插入氣隙 [10，14 ]，使磁芯的導(dǎo)磁率下降。氣隙Lg的計(jì)算公式為 [3 ]：Lg=μ0AeN21L1

（16）式中：μ0為真空中磁導(dǎo)率，所有量均為已知。計(jì)算得Lg=1.26 mm。由于磁芯為EE型對(duì)稱安裝，磁芯氣隙均分到磁芯所留空隙中，EE30磁芯安裝時(shí)，需要保留Lg/2=0.63 mm的間隙。變壓器的主要參數(shù)如表1所示。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

輸出電流為10 A時(shí)初級(jí)電流i1和次級(jí)電壓u2如圖3所示。從數(shù)字示波器的波形可以看出，此時(shí)的占空比D為0.31，與設(shè)定的占空比相差3.33%，頻率f為47.6 kHz，與設(shè)定頻率相差3.93%。這是由于高頻變壓器次級(jí)線圈取整引起的，通過調(diào)節(jié)磁芯氣隙可以簡(jiǎn)捷調(diào)節(jié)變壓器初、次級(jí)線圈的電感值，使各項(xiàng)指標(biāo)與理論值相吻合。因誤差不大，該設(shè)計(jì)中沒有做此調(diào)整。

采用自耦變壓器調(diào)壓，測(cè)得在母線電壓降低為250 V，次級(jí)電流保持10 A時(shí)次級(jí)電壓如圖4所示。

圖3 滿載時(shí)的初級(jí)電流、次級(jí)電壓此時(shí)的占空比D為0.36，頻率f為40 kHz，說明RCC變壓器工作占空比隨輸入電壓的減小而增大，工作頻率隨輸入電壓的減小而減小。將u1=250 V代入占空比計(jì)算式（8）和頻率計(jì)算式（10），求解得出D=0.343，f=40.7 kHz，實(shí)際工作占空比與理論值相差5.56%，工作頻率與理論值相差1.72%。輸入直流電壓為300 V，輸出電流為5 A時(shí)，變壓器次級(jí)線圈電壓如圖5所示。

此時(shí)的占空比D為0.3，頻率f為100 kHz，說明當(dāng)改變輸出電流值時(shí)，電源的工作占空比并沒有發(fā)生變化，占空比與輸出電流大小沒有關(guān)系。而工作頻率隨輸出電流的減小而線性增大。將io=5 A代入占空比計(jì)算式（8）及頻率計(jì)算式（10），求解得出D=0.3，f=92 kHz，工作頻率與理論值相差8.69%。

4 結(jié) 語

RCC電路通過變壓器初級(jí)線圈與開關(guān)管諧振產(chǎn)生自振蕩，在輸入電壓和負(fù)載一定時(shí)，振蕩頻率受初、次級(jí)電感量的影響較大。因RCC工作頻率可變，而過低頻率將導(dǎo)致磁芯磁飽和，因此設(shè)計(jì)RCC變壓器時(shí)必須留有氣隙，以增大磁阻，防止磁芯飽和。與普通變壓器工作方式不用，RCC變壓器初、次級(jí)線圈相當(dāng)于儲(chǔ)能電感，加之變壓器磁芯裝配預(yù)留氣隙產(chǎn)生的漏感以及緩沖網(wǎng)絡(luò)引發(fā)的損耗，不能簡(jiǎn)單用初級(jí)的壓匝比求次級(jí)匝數(shù)。為此，本文提出了一種用于RCC開關(guān)電源設(shè)計(jì)的頻率計(jì)算驗(yàn)證方法，可以根據(jù)變壓器的輸入電壓、輸出電壓、工作頻率和占空比等參數(shù)直接計(jì)算變壓器的相關(guān)參數(shù)。依照該方法設(shè)計(jì)的電源不需重復(fù)設(shè)計(jì)和校驗(yàn)即可工作在預(yù)設(shè)的狀態(tài)，解決了RCC變壓器需反復(fù)設(shè)計(jì)的問題?；谠摲椒ㄔO(shè)計(jì)了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)表明，其工作狀態(tài)與設(shè)定狀態(tài)基本一致，說明用變壓器匝數(shù)直接計(jì)算法設(shè)計(jì)RCC電源是可行和有效的。本文推導(dǎo)出了RCC電源的工作頻率、占空比與變壓器初、次級(jí)電感量、輸入電壓、輸出電流的關(guān)系，為RCC式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)和調(diào)試提供了依據(jù)。

參 考 文 獻(xiàn)

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第4篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

電氣工程及自動(dòng)化

大功率開關(guān)電源的設(shè)計(jì)

一、

綜述本課題國內(nèi)外研究動(dòng)態(tài)，說明選題的依據(jù)和意義

開關(guān)電源的前身是線性穩(wěn)壓電源。在開關(guān)電源出現(xiàn)之前，各種電子裝置、電氣控制設(shè)備的工作電源都采用線性穩(wěn)壓電源。隨著電子技術(shù)的迅猛發(fā)展，集成度的不斷增加，計(jì)算機(jī)等各種電子設(shè)備體積越來越小而功能卻越來越強(qiáng)大，因此，迫切需要重量輕、體積小、效率高的新型電源，這就為開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展提供了強(qiáng)大的動(dòng)力。

可以說，開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展是隨著電力電子器件的發(fā)展而發(fā)展的。新型電力電子器件的發(fā)展為開關(guān)電源的發(fā)展提供了物質(zhì)條件。20世紀(jì)60年代末，耐高壓、大電流的雙極型電力晶體管（亦稱巨型晶體管，BJT、GTR）的問世使得采用高工作頻率的開關(guān)電源的出現(xiàn)稱為可能。

早期的開關(guān)電源開關(guān)頻率僅為幾千赫茲，隨著磁性材料及大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復(fù)時(shí)間的縮短，開關(guān)電源工作頻率逐步提高。到了1969年，終于做成了25千赫茲的開關(guān)電源。由于它突破了人耳聽覺極限的20千赫茲，這一變化甚至被稱為“20千赫茲革命”。

在20世紀(jì)80年代以前，開關(guān)電源作為線性穩(wěn)壓電源的更新?lián)Q代產(chǎn)品，主要應(yīng)用于小功率場(chǎng)合。而中大功率直流電源則以晶閘管相控整流電源為主。但是，這一格局從20世紀(jì)80年代起，由于絕緣柵極雙極型晶體管（簡(jiǎn)稱IGBT）的出現(xiàn)而被打破。IGBT屬于電壓驅(qū)動(dòng)型器件，與GTR相比前者易于驅(qū)動(dòng)，工作頻率更高，有突出的優(yōu)點(diǎn)而沒有明顯的缺點(diǎn)。因而，IGBT迅速取代了GTR，成為中等功率范圍的主流器件，并且不斷向大功率方向拓展。

開關(guān)電源開關(guān)頻率的提高可以使電源重量減輕、體積減小，但使開關(guān)損耗增大，電源效率降低，電磁干擾問題變得突出起來。為了解決因提高開關(guān)電源工作頻率而帶來的負(fù)面影響，同樣在20世紀(jì)80年代，出現(xiàn)了軟開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)技術(shù)采用準(zhǔn)諧振技術(shù)的零電壓開關(guān)（ZVS）電路和零電流開關(guān)(ZCS)電路。在理想情況下，采用軟開關(guān)技術(shù)，可使開關(guān)損耗降為零。正是軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用，使開關(guān)電源進(jìn)一步向效率高、重量輕、體積小、功率密度大的方向發(fā)展。經(jīng)過近30年的發(fā)展，對(duì)軟開關(guān)技術(shù)的研究可謂方興未艾，它已成為各種電力電子電路的一項(xiàng)基礎(chǔ)性技術(shù)。迄今為止，軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用最為成功的領(lǐng)域非開關(guān)電源莫屬。

最近幾年，“綠色電源”這一名詞開始進(jìn)入人們的視野。所謂“綠色”是指，對(duì)環(huán)境不產(chǎn)生噪聲、不產(chǎn)生電磁干擾，對(duì)電網(wǎng)不產(chǎn)生諧波污染。為了提高開關(guān)電源的功率因數(shù)，降低開關(guān)電源對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，在20世紀(jì)90年代，出現(xiàn)了功率因數(shù)校正（Power

Factor

Correction——PFC）技術(shù)。目前，單相PFC技術(shù)已比較成熟，相關(guān)的控制芯片已在各種開關(guān)電源中廣泛應(yīng)用，相比之下三相PFC技術(shù)則還處在起步階段。

高頻化是開關(guān)電源輕、薄、小的關(guān)鍵技術(shù)，國外各大開關(guān)電源制造商都在功率鐵氧體材料上加大科技創(chuàng)新，并致力于開發(fā)新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的損耗，以提高在高頻率和較大磁通密度下獲得高的磁性能。另外，電容器的小型化和表面粘著（SMT）技術(shù)的應(yīng)用為開關(guān)電源向輕、薄、小型化發(fā)展奠定了良好的技術(shù)支持。目前市場(chǎng)上出售的采用雙極性晶體管制成的100千赫茲開關(guān)電源和用場(chǎng)效應(yīng)管制成的500千赫茲開關(guān)電源雖已使用化，但其工作頻率還有待進(jìn)一步的提高。

模塊化是開關(guān)電源發(fā)展的總體趨勢(shì)，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)并聯(lián)方式的容量擴(kuò)展。

選擇本課題可以使我掌握開關(guān)電源的工作原理，進(jìn)一步加深對(duì)開關(guān)電源的理解。并把所學(xué)的專業(yè)知識(shí)（包括單片機(jī)原理與應(yīng)用技術(shù)、電力電子技術(shù)、大學(xué)物理、計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)等）應(yīng)用到具體實(shí)例中，有效地鞏固所學(xué)的基礎(chǔ)理論知識(shí)，真正做到學(xué)有所用。

二、研究的基本內(nèi)容，擬解決的主要問題：

1、研究的基本內(nèi)容包括：開關(guān)電源的工作原理，大功率開關(guān)電源中普遍采用的全橋型電路及其驅(qū)動(dòng)電路以及高頻變壓器的設(shè)計(jì)與制作等。

2、計(jì)劃將此系統(tǒng)分成四部分——功率因數(shù)校正（PFC）電路、輔助電源模塊、主電路以及控制電路。

3、功率因數(shù)校正電路用來提高整流電路的功率因數(shù)，防止大量的諧波分量涌入電網(wǎng)，造成對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，干擾其它用電設(shè)備的正常運(yùn)行。

4、輔助電源模塊用來為控制電路提供電能。擬用單片集成開關(guān)電源芯片（TOP204）來實(shí)現(xiàn)。

5、控制電路用場(chǎng)效應(yīng)管集成驅(qū)動(dòng)芯片IR2155,驅(qū)動(dòng)全橋電路。

6、主電路的設(shè)計(jì)主要包括高頻變壓器的設(shè)計(jì)和全橋型電路中功率管的選型。

三、研究步驟、方法及措施：

步驟：

（1）查閱相關(guān)的技術(shù)資料，制定初步的方案；

（2）利用適當(dāng)?shù)挠?jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)軟件（如Proteus、PI

Expert

6.5、Multism等）對(duì)設(shè)計(jì)方案進(jìn)行模擬仿真；

（3）四個(gè)模塊設(shè)計(jì)的先后順序?yàn)楣β室驍?shù)校正電路、輔助電源模塊、控制電路和主電路。

方法：化繁為簡(jiǎn)，將整個(gè)系統(tǒng)分解成四個(gè)部分，方便設(shè)計(jì)、調(diào)試。對(duì)局部電路預(yù)先進(jìn)行仿真，對(duì)結(jié)果有所預(yù)期。

措施：查閱于畢業(yè)設(shè)計(jì)有關(guān)資料和文獻(xiàn)（圖書館、超星電子圖書閱覽室等）。經(jīng)常與指導(dǎo)老師取得聯(lián)系，一起探討有關(guān)電路的設(shè)計(jì)方案等問題。

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DXP

電路原理圖設(shè)計(jì)指南[M].北京：中國鐵道出版社，2003.

第5篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

關(guān)鍵詞：?jiǎn)纹_關(guān)電源快速設(shè)計(jì)

TOPSwithⅡ

TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.

Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ

在設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí)，首先面臨的問題是如何選擇合適的單片開關(guān)電源芯片，既能滿足要求，又不因選型不當(dāng)而造成資源的浪費(fèi)。然而，這并非易事。原因之一是單片開關(guān)電源現(xiàn)已形成四大系列、近70種型號(hào)，即使采用同一種封裝的不同型號(hào)，其輸出功率也各不相同；原因之二是選擇芯片時(shí)，不僅要知道設(shè)計(jì)的輸出功率PO，還必須預(yù)先確定開關(guān)電源的效率η和芯片的功率損耗PD，而后兩個(gè)特征參數(shù)只有在設(shè)計(jì)安裝好開關(guān)電源時(shí)才能測(cè)出來，在設(shè)計(jì)之前它們是未知的。

下面重點(diǎn)介紹利用TOPSwitch－II系列單片開關(guān)電源的功率損耗（PD）與電源效率（η）、輸出功率（PO）關(guān)系曲線，快速選擇芯片的方法，可圓滿解決上述難題。在設(shè)計(jì)前，只要根據(jù)預(yù)期的輸出功率和電源效率值，即可從曲線上查出最合適的單片開關(guān)電源型號(hào)及功率損耗值，這不僅簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)，還為選擇散熱器提

η/％(Uimin=85V)

中圖法分類號(hào)：TN86文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編碼：02192713(2000)0948805

PO/W

圖1寬范圍輸入且輸出為5V時(shí)PD與η，PO的關(guān)系曲線

圖2寬范圍輸入且輸出為12V時(shí)PD與η，PO的關(guān)系曲線

圖3固定輸入且輸出為5V時(shí)PD與η，PO的關(guān)系曲線

供了依據(jù)。

1TOPSwitch－II的PD與η、PO關(guān)系曲線

TOPSwitch－II系列的交流輸入電壓分寬范圍輸入（亦稱通用輸入），固定輸入（也叫單一電壓輸入）兩種情況。二者的交流輸入電壓分別為Ui=85V～265V，230V±15％。

1．1寬范圍輸入時(shí)PD與η，PO的關(guān)系曲線

TOP221～TOP227系列單片開關(guān)電源在寬范圍輸入（85V～265V）的條件下，當(dāng)UO=＋5V或者＋12V時(shí)，PD與η、PO的關(guān)系曲線分別如圖1、圖2所示。這里假定交流輸入電壓最小值Uimin=85V，最高

η/％(Uimin=85V)

η/％(Uimin=195V)

交流輸入電壓Uimax=265V。圖中的橫坐標(biāo)代表輸出功率PO，縱坐標(biāo)表示電源效率η。所畫出的7條實(shí)線分別對(duì)應(yīng)于TOP221～TOP227的電源效率，而15條虛線均為芯片功耗的等值線（下同）。

1．2固定輸入時(shí)PD與η、PO的關(guān)系曲線

TOP221～TOP227系列在固定交流輸入（230V±15％）條件下，當(dāng)UO=＋5V或＋12V時(shí)，PD與η、PO的關(guān)系曲線分別如圖3、圖4所示。這兩個(gè)曲線族對(duì)于208V、220V、240V也同樣適用?，F(xiàn)假定Uimin=195V,Uimax=265V。

2正確選擇TOPSwitch－II芯片的方法

利用上述關(guān)系曲線迅速確定TOPSwitch－II芯片型號(hào)的設(shè)計(jì)程序如下：

（1）首先確定哪一幅曲線圖適用。例如，當(dāng)Ui=85V～265V，UO=＋5V時(shí)，應(yīng)選擇圖1。而當(dāng)Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V時(shí)，就只能選圖4；

（2）然后在橫坐標(biāo)上找出欲設(shè)計(jì)的輸出功率點(diǎn)位置（PO）；

（3）從輸出功率點(diǎn)垂直向上移動(dòng)，直到選中合適芯片所指的那條實(shí)曲線。如不適用，可繼續(xù)向上查找另一條實(shí)線；

（4）再從等值線（虛線）上讀出芯片的功耗PD。進(jìn)而還可求出芯片的結(jié)溫（Tj）以確定散熱片的大??；

（5）最后轉(zhuǎn)入電路設(shè)計(jì)階段，包括高頻變壓器設(shè)計(jì)，元器件參數(shù)的選擇等。

下面將通過3個(gè)典型設(shè)計(jì)實(shí)例加以說明。

例1：設(shè)計(jì)輸出為5V、300W的通用開關(guān)電源

通用開關(guān)電源就意味著交流輸入電壓范圍是85V～265V。又因UO=＋5V，故必須查圖1所示的曲線。首先從橫坐標(biāo)上找到PO=30W的輸出功率點(diǎn)，然后垂直上移與TOP224的實(shí)線相交于一點(diǎn)，由縱坐標(biāo)上查出該點(diǎn)的η=71.2％，最后從經(jīng)過這點(diǎn)的那條等值線上查得PD=2.5W。這表明，選擇TOP224就能輸出30W功率，并且預(yù)期的電源效率為71.2％,芯片功耗為2.5W。

若覺得η=71.2％的效率指標(biāo)偏低，還可繼續(xù)往上查找TOP225的實(shí)線。同理，選擇TOP225也能輸出30W功率，而預(yù)期的電源效率將提高到75％，芯片功耗降至1.7W。

根據(jù)所得到的PD值，進(jìn)而可完成散熱片設(shè)計(jì)。這是因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)前對(duì)所用芯片功耗做出的估計(jì)是完全可信的。

例2：設(shè)計(jì)交流固定輸入230V±15％，輸出為直流12V、30W開關(guān)電源。

圖4固定輸入且輸出為12V時(shí)PD與η，PO的關(guān)系曲線

η/％(Uimin=195V)

圖5寬范圍輸入時(shí)K與Uimin′的關(guān)系

圖6固定輸入時(shí)K與Uimin′的關(guān)系

根據(jù)已知條件，從圖4中可以查出，TOP223是最佳選擇，此時(shí)PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。

例3：計(jì)算TOPswitch－II的結(jié)溫

這里講的結(jié)溫是指管芯溫度Tj。假定已知從結(jié)到器件表面的熱阻為RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外殼的熱阻Rθ1和外殼到散熱片的熱阻Rθ2)、環(huán)境溫度為TA。再從相關(guān)曲線圖中查出PD值，即可用下式求出芯片的結(jié)溫：

Tj=PD·RθA＋TA(1)

舉例說明，TOP225的設(shè)計(jì)功耗為1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。設(shè)計(jì)時(shí)必須保證，在最高環(huán)境溫度TAM下，芯片結(jié)溫Tj低于100℃，才能使開關(guān)電源長期正常工作。

3根據(jù)輸出功率比來修正等效輸出功率等參數(shù)

3．1修正方法

如上所述，PD與η，PO的關(guān)系曲線均對(duì)交流輸入電壓最小值作了限制。圖1和圖2規(guī)定的Uimin=85V，而圖3與圖4規(guī)定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流輸入電壓最小值不符合上述規(guī)定，就會(huì)直接影響芯片的正確選擇。此時(shí)須將實(shí)際的交流輸入電壓最小值Uimin′所對(duì)應(yīng)的輸入功率PO′，折算成Uimin為規(guī)定值時(shí)的等效功率PO，才能使用上述4圖。折算系數(shù)亦稱輸出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在寬范圍輸入、固定輸入兩種情況下，K與U′min的特性曲線分別如圖5、圖6中的實(shí)線所示。需要說明幾點(diǎn)：

（1）圖5和圖6的額定交流輸入電壓最小值Uimin依次為85V，195V，圖中的橫坐標(biāo)僅標(biāo)出Ui在低端的電壓范圍。

（2）當(dāng)Uimin′>Uimin時(shí)K>1，即PO′>PO，這表明原來選中的芯片此時(shí)已具有更大的可用功率，必要時(shí)可選輸出功率略低的芯片。當(dāng)Uimin′（3）設(shè)初級(jí)電壓為UOR，其典型值為135V。但在Uimin′<85V時(shí)，受TOPSwitch－II調(diào)節(jié)占空比能力的限制，UOR會(huì)按線性規(guī)律降低UOR′。此時(shí)折算系數(shù)K="UOR′"/UOR<1。圖5和圖6中的虛線表示UOR′/UOR與Uimin′的特性曲線，利用它可以修正初級(jí)感應(yīng)電壓值。

現(xiàn)將對(duì)輸出功率進(jìn)行修正的工作程序歸納如下：

（1）首先從圖5、圖6中選擇適用的特性曲線，然后根據(jù)已知的Uimin′值查出折算系數(shù)K。

（2）將PO′折算成Uimin為規(guī)定值時(shí)的等效功率PO，有公式

PO=PO′/K（2）

（3）最后從圖1～圖4中選取適用的關(guān)系曲線，并根據(jù)PO值查出合適的芯片型號(hào)以及η、PD參數(shù)值。

下面通過一個(gè)典型的實(shí)例來說明修正方法。

例4：設(shè)計(jì)12V，35W的通用開關(guān)電源

已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。從圖5中查出K=1.15。將PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，計(jì)算出PO=30.4W。再根據(jù)PO值，從圖2上查出最佳選擇應(yīng)是TOP224型芯片，此時(shí)η=81.6％，PD=2W。

若選TOP223，則η降至73.5％,PD增加到5W，顯然不合適。倘若選TOP225型，就會(huì)造成資源浪費(fèi)，因?yàn)樗萒OP224的價(jià)格要高一些，且適合輸出40W～60W的更大功率。

3．2相關(guān)參數(shù)的修正及選擇

（1）修正初級(jí)電感量

在使用TOPSwitch－II系列設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí)，高頻變壓器以及相關(guān)元件參數(shù)的典型情況見表1，這些數(shù)值可做為初選值。當(dāng)Uimin′LP′=KLP（3）

查表1可知，使用TOP224時(shí)，LP=1475μH。當(dāng)K=1.15時(shí)，LP′=1.15×1475=1696μH。

表2光耦合器參數(shù)隨Uimin′的變化

最低交流輸入電壓Uimin(V)85195

LED的工作電流IF（mA）3.55.0

光敏三極管的發(fā)射極電流IE（mA）3.55.0

（2）對(duì)其他參數(shù)的影響

第6篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

關(guān)鍵詞:開關(guān)電源; ARM7; 高頻變壓器; 變換器

中圖分類號(hào):TN86 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:B

文章編號(hào):1004-373X(2010)12-0208-03

Design of Digital Intelligent Switch Power Based on ARM

WU Qiong, PENG Bao-jin

(Institute of Information Optics, Zhejiang Normal University, Jinhua 321004, China)

Abstract:The digital intelligent switch power-supply system based on ARM7 was designed. The performance and working princilple of the COMS chips which constitutes the power-supply systemareanalysed. The circuit design, ARM control system and function implementation of the system are elaborated empnatically. The BUCK convertor is adopted in the power-supply system to reduce and adjust the output voltage and push-pull DC convertor to heighten the output voltage. The controlling core of the power-supply system is a SC344B0X AMR7 chip. The output voltage can be regulated continuously. The output voltage stability is less than 0.3%. And the ripple factor is less than 0.5%. Experiment indicates that the performance of the system is stable.

Keywords:switching power-supply; ARM7; high-frequency transformer; convertor

0 引 言

隨著現(xiàn)代科技事業(yè)的發(fā)展,電器設(shè)備的精度提高、可靠性加強(qiáng),智能化和數(shù)字化的實(shí)現(xiàn),開關(guān)電源正朝著高精度、智能化、數(shù)字化的方向發(fā)展[1-3]。開關(guān)電源通過控制開關(guān)通斷的時(shí)間比率來維持輸出電壓的穩(wěn)定,具有體積小、重量輕、效率高、紋波小、噪聲低、易擴(kuò)容、智能化程度高等特點(diǎn)[4-7]。

本文采用SAMSUNG公司的SC344B0X 的ARM7芯片設(shè)計(jì)了一種智能化、數(shù)字化的可調(diào)開關(guān)直流電源,對(duì)電源主電路實(shí)現(xiàn)了全數(shù)字控制,輸出電壓可調(diào),并提高了輸出電壓的精度和穩(wěn)定度?？刂扑惴ㄍㄟ^軟編程可以使系統(tǒng)升級(jí),也便于用戶根據(jù)各自的需要靈活地選擇不同的控制功能。

1 電源系統(tǒng)的總體設(shè)計(jì)

電源系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求是:工頻電源交流220 V輸入,直流電壓可調(diào)輸出10~2 000 V,輸出電流小于100 mA,用戶可以使用鍵盤隨時(shí)更改輸出電壓,顯示屏上顯示當(dāng)前的工作狀態(tài)。根據(jù)要求設(shè)計(jì)的電源系統(tǒng)由電源電路和控制電路兩部分組成,如圖1所示。

圖1 智能數(shù)字開關(guān)電源總體設(shè)計(jì)

電源電路部分主要包括整流濾波、BUCK變換器、推挽式直流變換器、濾波器,把工頻電源轉(zhuǎn)化成所需要的直流電源。控制電路部分主要包括ARM7控制單元、電壓分壓反饋取樣、鍵盤/顯示,根據(jù)用戶的輸入?yún)?shù)來調(diào)整輸出的直流電壓,并把當(dāng)前的工作狀態(tài)顯示出來。EMC保護(hù)用來消除工頻電源中的噪聲干擾,保護(hù)系統(tǒng)電路不被損壞。

2 電源電路部分的工作原理及設(shè)計(jì)

2.1 整流濾波及BUCK變換器的設(shè)計(jì)

整流濾波把工頻的交流電源變成直流電源,其電路如圖2所示,輸入/輸出的波形如圖3所示。為了提高整流效率,采用全橋整流,整流橋硅使用性價(jià)比高的KBP3510,2個(gè)400 V的47 μF電容并聯(lián),輸出直流電壓Uo約為300 V。

圖2 整流濾波電路

BUCK變換器又稱降壓變換器,它是ARM根據(jù)當(dāng)前輸入的參數(shù)和反饋電壓,產(chǎn)生 PWM1,使用IGBT集成驅(qū)動(dòng)器來驅(qū)動(dòng)主電路中的IGBT,由于占空比的變化控制了輸出電壓的值,電路如圖4所示。BUCK變換器必須工作在連續(xù)工作狀態(tài),則電感L的臨界值為ИL=(Uo1)22Po1fs(1-D)АS捎詰繚聰?shù)统输除rβ飾150 W,則 Po1>150 W,取Po1=200 W且D=Uo1Uo,fs=100 kHz;Uo1的值在2~200 V之間可變,則可得;L=(Uo1)2400×105(1-Uo1300)×106 μH,其關(guān)系曲線如圖5所示。所以當(dāng)L>340 μH,電容C3為500 V的470 μF,就可以保證變換器保持連續(xù)工作狀態(tài)。

圖3 輸入/輸出電壓波形

圖4 BUCH 變換器電路

圖5 U01與L關(guān)系曲線圖

2.2 推挽式直流變換器及濾波器的設(shè)計(jì)

由于電源的輸出功率小于200 W,采用推挽式直流變換器可以滿足此要求。如圖6所示,S1和S2是IGBT,它們交替導(dǎo)通,每個(gè)開關(guān)導(dǎo)通比為50%,S1,S2導(dǎo)通分別由PWM2,PWM3控制,PWM2,PWM3是ARM給出的控制信號(hào)。S1,S2的作用是在高頻變壓器T的初級(jí)產(chǎn)生對(duì)稱的交變方波,當(dāng)S2導(dǎo)通(S1截止)時(shí),T的磁芯中磁通上升,當(dāng)S1導(dǎo)通(S2截止)時(shí),T的磁芯磁通下降。在次級(jí)產(chǎn)生一個(gè)變電壓,經(jīng)D1,D2整流后,便得到直流的輸出電壓Uo2,在理想狀態(tài)下 Uo2=Uo1NsNp,Np,Ns分別為變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞線的匝數(shù)。因?yàn)榕cUo1相連的初級(jí)繞組上的電壓反射到初級(jí)繞組的另一半上,所以S1或S2在不導(dǎo)通時(shí),兩端的電壓為2Uo1,所以IGBT耐壓要大于2Uo1,即IGBT的耐壓大于400 V。

圖6 推挽式直流變換器

在高頻上,變壓器通常采用導(dǎo)磁較高的鐵氧體磁芯或鈹莫合金鐵芯等磁性材料,其目的是為了獲得大的勵(lì)磁電感,減小磁路中的功率損耗,使之能以最小的損耗和失真?zhèn)鬏斁哂袑掝l帶的脈沖能量。本文采用PQ型鐵氧體磁芯,內(nèi)芯為圓柱,繞線方便同時(shí)也便于繞成蜂房式線圈以減小分布電容,且沒有棱角,高壓時(shí)不易打火擊穿,次級(jí)邊的匝數(shù)不超過2 000圈,初、次級(jí)的匝數(shù)比為1∶12。

由于高壓變壓器的匝數(shù)多,初次級(jí)之間的耦合度較強(qiáng),且寄生電容大,它的輸出波形接不連續(xù),波形如圖7所示。因此輸出的電壓要有濾波器,才能得到比較穩(wěn)定的電壓。濾波器的設(shè)計(jì)如圖6所示,電容耐壓3 kV,容量為470 pF。

圖7 Uo2的輸出

3 ARM控制系統(tǒng)及其軟件實(shí)現(xiàn)功能

該系統(tǒng)采用的ARM是SAMSUNG公司的SC344B0X芯片,是一款低價(jià)格、高性能的ARM芯片,擁有出色的外設(shè)模塊 ,適用于工業(yè)控制、 生物識(shí)別、多媒體監(jiān)控、網(wǎng)絡(luò)流媒體和智能電器等[8-9]。其主要特點(diǎn)有:

(1) ARM7TDMI內(nèi)核,支持Thumb(16位)/ARM(32位)雙指令集,能很好的兼容8位/16位器件;帶有8 KB高速緩存器,主頻可達(dá)66 MHz;

(2) LCD控制器,可以支持256色STN,且LCD有專用DMA;

(3) 5個(gè)PWM定時(shí)器,1通道內(nèi)部定時(shí)器;

(4) 16位看門狗定時(shí)器;

(5) 8通道10位ADC;

(6) 71個(gè)通用I/O口,8通道外部中斷源。

采用SC344B0X所設(shè)計(jì)的系統(tǒng),幾乎所有的指令都可以在20 ns內(nèi)完成,配合強(qiáng)大的指令運(yùn)算功能,很容易實(shí)現(xiàn)各種控制算法及高速采樣,為了減小系統(tǒng)的靜差,采用了閉環(huán)來實(shí)現(xiàn)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的控制。

該電源系統(tǒng)中ARM的主要功能及軟件實(shí)現(xiàn)如下:

① 產(chǎn)生PWM波。PWM1用于對(duì)BUCK電路中的IGBT的驅(qū)動(dòng)。根據(jù)輸出采樣,設(shè)定和調(diào)整定時(shí)器中周期寄存器的值和比較寄存器中的值來改變輸出PWM1波的周其期和脈沖寬度。PWM2,PWM3設(shè)定周期為50 kHz的彼此交互的方波。

② 實(shí)時(shí)采樣。采用SC344B0X 中集成的8路10位的ADC 轉(zhuǎn)換電路實(shí)現(xiàn)電壓、電流實(shí)時(shí)采樣,每一通道的最小轉(zhuǎn)換時(shí)間為500 ns,通過采樣模塊MAX122,將采樣信號(hào)轉(zhuǎn)換為2407 的ADC 所需的0~3.3 V電平,在1個(gè)開關(guān)周期中,將采樣80 次(開關(guān)頻率為50 kHz),采樣后,通過軟件編程調(diào)整驅(qū)動(dòng)BUCK中電路中的IGBT管的PWM1 波形,達(dá)到穩(wěn)壓的目的,同時(shí)當(dāng)輸出電壓、電流過高或欠壓時(shí),ARM調(diào)用相應(yīng)的子程序來處理突發(fā)事件,起到保護(hù)作用。

③ 軟件編程時(shí)設(shè)置看門狗電路防止死機(jī)。

4 結(jié) 語

本文在上述分析的基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)出一臺(tái)基于ARM智能數(shù)字控制技術(shù)的開關(guān)電源。電源的指標(biāo)滿足性能要求:輸出電壓連續(xù)可調(diào)、紋波系數(shù)低于0.5%、輸出電壓穩(wěn)定度小于0.3%。該電源現(xiàn)已投入使用,運(yùn)行良好。

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第7篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

關(guān)鍵字： 開關(guān)電源； 模糊PID控制； DSP； 電源控制算法

中圖分類號(hào)： TN79?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2014）21?0149?03

Design and control algorithm of switching power supply with DSP digital control

ZHANG Guo?long， ZHENG Chen?yao

（Detachment 93， Unit 91388 of PLA， Zhanjiang 524022， China）

Abstract： A technology of DSP digital processing combined with fuzzy PID control is proposed in this paper， and ?an intelligent switching power with fast response and high efficiency was designed to make the switching power supply be small， intelligent， etc. Through the cooperation of the external EMI filtering circuit， optical isolation and protection circuit， the power grid pollution caused by switching power supply was solved， this switching power supply which may be damaged by temperature and other uncertain factors was protected. This control algorithm of switching power supply is advanced， its design is reasonable and it has strong reference value for engineering application.

Keywords： switching power supply； fuzzy PID control； DSP； power supply control algorithm

近年來，隨著電力電子技術(shù)高速發(fā)展，開關(guān)電源得到廣泛應(yīng)用，普通模擬開關(guān)電源逐漸顯示出其不足之處：采用模擬器件會(huì)導(dǎo)致元器件比較多，分散性大，穩(wěn)定性差；設(shè)計(jì)缺乏靈活性，不便于修改，調(diào)試不方便，控制不靈活，無法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的控制算法。為設(shè)計(jì)出更精確、響應(yīng)速度更快、效率更高、體積更小的開關(guān)電源，開關(guān)電源設(shè)計(jì)人員采用數(shù)字化電路與開關(guān)電源相結(jié)合來設(shè)計(jì)數(shù)字化開關(guān)電源。以DSP系統(tǒng)為基礎(chǔ)的開關(guān)電源電路簡(jiǎn)單，結(jié)構(gòu)緊湊，性能卓越，功能齊全。DSP系統(tǒng)具有較高的計(jì)算與控制能力，利用DSP進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換后進(jìn)行運(yùn)算，可以有效抑制或消除各個(gè)功能模塊間相互干擾，提高開關(guān)電源輸出電壓的穩(wěn)定性和精度。本文將重點(diǎn)分析和討論利用DSP系統(tǒng)設(shè)計(jì)開關(guān)電源的實(shí)現(xiàn)方法和控制算法。

1 基于DSP控制的實(shí)現(xiàn)方法

DSP系統(tǒng)已廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源控制電路，是開關(guān)電源的控制核心電路，可以有效利用DSP系統(tǒng)的高速性、可編程性、可靠性等特點(diǎn)，結(jié)合相應(yīng)算法實(shí)現(xiàn)特定功能，可為開關(guān)電源輸出質(zhì)量好、頻率和幅值可以任意改變的控制信號(hào)。圖1為采用DSP系統(tǒng)的控制電路開關(guān)變頻電源基本控制硬件框圖。

圖1 開關(guān)變頻電源基本控制硬件框圖

開關(guān)電源采用高頻SPWM技術(shù)和普通電壓逆變電路，DSP系統(tǒng)與IGBT功率模塊構(gòu)成全數(shù)字控制電路。輸出的電壓和電感電流經(jīng)過網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換成DSP所需要的電平，連接至DSP的A/D單元進(jìn)行模數(shù)變換；控制輸入單元輸入需要的電壓值及頻率值，從而得到逆變電路的基準(zhǔn)電壓。

DSP系統(tǒng)經(jīng)過特點(diǎn)算法進(jìn)行相關(guān)計(jì)算后會(huì)產(chǎn)生一定死區(qū)的控制信號(hào)。由于輸出的數(shù)字PWM控制信號(hào)不足以驅(qū)動(dòng)IGBT開關(guān)管，需要經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路對(duì)開關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。DSP芯片具有較高的采樣速度和運(yùn)算速度，可以快速地進(jìn)行各種復(fù)雜的運(yùn)算對(duì)電源進(jìn)行控制，可以實(shí)現(xiàn)較高的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)壓精度。為了有效保護(hù)開關(guān)電源器件，防止出現(xiàn)過壓、欠壓、過載等情況，系統(tǒng)專門設(shè)計(jì)了保護(hù)電路，一旦出現(xiàn)故障，DSP控制系統(tǒng)封鎖PWM脈沖控制信號(hào)，切斷開關(guān)電源電壓輸出。

2 開關(guān)電源基本控制算法

2.1 PID控制

開關(guān)電源的數(shù)字化控制需要進(jìn)行一定的控制算法來產(chǎn)生控制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)控制規(guī)律。數(shù)字開關(guān)電源控制最初是借鑒模擬控制原理，通過數(shù)字化實(shí)現(xiàn)模擬控制信號(hào)。PID算法在數(shù)字控制中應(yīng)用比較廣泛，它具有原理簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)、適用面廣、控制參數(shù)相互獨(dú)立、參數(shù)的選定比較簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)。

PID控制是應(yīng)用最廣泛的控制規(guī)律。圖2為常規(guī)PID控制原理圖，系統(tǒng)由PID控制器與被控對(duì)象組成。PID控制器是一種線性控制器，它根據(jù)給定值[r（t）]與實(shí)際輸出值[y（t）]構(gòu)成的控制偏差[e（t）]來計(jì)算：

[e（t）=r（t）-y（t）] （1）

將偏差的比例[P、]積分[I]和微分[D]通過線性組合構(gòu)成控制量，對(duì)被控對(duì)象進(jìn)行控制。其控制規(guī)律為：

[u（t）=KPe（t）+1TI0te（t）+TDde（t）dt] （2）

或?qū)懗蓚鬟f函數(shù)的形式：

[G（s）=U（s）E（s）=KP1+1TIS+TDS] （3）

式中：[Kp]為比例系數(shù)；[TI]為積分時(shí)間常數(shù)；[TD]為微分時(shí)間常數(shù)。

圖2 PID控制框圖

數(shù)字PID控制是一種采樣控制，它只能根據(jù)采用時(shí)刻的偏差值計(jì)算控制量。因此，連續(xù)域PID控制算法不能直接使用，需要采用離散化方法。數(shù)字PID控制算法又分為位置式PID控制算法和增量式PID控制算法，還有一些微分先行法和帶死區(qū)的PID控制算法等。

2.2 模糊PID控制算法

目前，開關(guān)電源的各種應(yīng)用場(chǎng)合對(duì)電源的動(dòng)態(tài)性能提出了越來越高的要求，其中電壓超調(diào)與恢復(fù)時(shí)間是重要指標(biāo)。負(fù)載的變化或者輸入電壓的變化引起輸出電壓變化，而輸出電壓值取決于濾波器和控制策略。由于開關(guān)變換器為一個(gè)時(shí)變、非線性系統(tǒng)，無法建立精確的數(shù)字模型。而模糊PID控制算法的優(yōu)點(diǎn)在于不需要建立準(zhǔn)確的變換器數(shù)字模型，非常適合DC?DC變換器的強(qiáng)非線性。自適應(yīng)的模糊控制可以保證控制系統(tǒng)的信號(hào)穩(wěn)定性。

模糊控制器是以誤差量化因子[e]和誤差變化率量化因子[ec]作為輸入，利用模糊控制規(guī)律自整定找出PID控制器三參數(shù)[KP，][KI，][KD]與和之間的模糊關(guān)系。模糊PID控制原理框圖如圖3所示。

圖3 模糊控制原理框圖

取[e]和[ec]為輸入語言變量，每個(gè)語言變量取“大、中、小”三個(gè)詞匯來描述輸入輸出變量的狀態(tài)。模糊推理的模糊規(guī)則一般形式為：

If [e=Ai]and [ec=Bj]then[Δu=Ci]

其中[Ai，][Bj，][Ci]為其理論上的語言值。

上述規(guī)則可以用一個(gè)模糊關(guān)系矩陣來描述：

[R=i，jAi×Bj×Ci]

根據(jù)各模糊子集的隸屬度幅值表和各參數(shù)模糊控制規(guī)則，應(yīng)用模糊合成推理設(shè)計(jì)PID參數(shù)的模糊矩陣得到[KP，][KI，][KD]參數(shù)調(diào)整算式如下：

[KP=K′P+ei，ecj×KuP]

[KI=K′I+ei，ecj×KuI] （4）

[KD=K′D+ei，ecj×KuD]

式中：[KP，][KI，][KD]是PID控制參數(shù)，[{e，ec}]是誤差[e]和誤差變化率[ec]對(duì)應(yīng)控制表中的值，它需要查控制表得到。[KuP，][KuI，][KuD]作為修正系統(tǒng)，在控制過程中，控制系統(tǒng)通過對(duì)模糊邏輯規(guī)則的結(jié)果處理、查表和運(yùn)算，完成PID參數(shù)的在線自校正。

3 系統(tǒng)硬件及關(guān)鍵點(diǎn)設(shè)計(jì)

3.1 硬件主體

本文設(shè)計(jì)的開關(guān)電源主要是將開關(guān)電源優(yōu)良特性和DSP系統(tǒng)精細(xì)化控制相結(jié)合。開關(guān)電源采用反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，包括EMI濾波電路、整流/直流平波電路、控制器、信號(hào)采樣、PWM驅(qū)動(dòng)、鍵盤及顯示部件組成，力求使開關(guān)電源具有高效低耗、便攜化、負(fù)載輸出穩(wěn)定、電路保護(hù)可靠、電網(wǎng)寬電壓輸入、電網(wǎng)污染小等特點(diǎn)。圖4為硬件系統(tǒng)主體設(shè)計(jì)示意圖。

圖4 系統(tǒng)主體設(shè)計(jì)示意圖

3.2 輸出電壓檢測(cè)隔離設(shè)計(jì)

開關(guān)電源輸出電壓檢測(cè)過程中對(duì)控制電路的隔離保護(hù)是非常必要的，這樣不僅可以實(shí)現(xiàn)控制電路的安全工作，而且避免了將輸出電路的噪聲引入控制電路中。電壓檢測(cè)電路與控制電路隔離保護(hù)采用光耦合器進(jìn)行隔離，它由發(fā)光二極管LED、輸出光電二極管PD組成。光耦合器在開關(guān)電源的主振回路與輸出采樣之間進(jìn)行電氣隔離，并為電源穩(wěn)壓控制電路提供信號(hào)通路。

3.3 EMI濾波器設(shè)計(jì)

開關(guān)電源在正常工作時(shí)會(huì)產(chǎn)生傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲，毫無疑問噪聲主要產(chǎn)生于電源開關(guān)過程。開關(guān)過程中包含了最大的功率以及最大的電壓變化率dV/dt，同時(shí)也包括了最高頻率成分。噪聲的存在將污染電力線路，影響周圍精密電子儀器的運(yùn)行，比如設(shè)計(jì)濾波器。EMI濾波器是一種由電感、電容組成的低通濾波器，它允許直流或者工頻信號(hào)通過，對(duì)頻率較高的其他信號(hào)有較大的衰減作用。圖5為EMI濾波模型，濾波器的基本結(jié)構(gòu)就是一個(gè)分離的二階LC濾波器，其取值原則就是在最小的體積下可以獲得期望的抑制效果。在濾波器模型中還有一個(gè)額外的高頻LC濾波器；高頻濾波器當(dāng)寄生參數(shù)使得前面的LC濾波器性能變差時(shí)，用來抑制這些高頻噪聲。

圖5 EMI濾波器模型

3.4 高溫保護(hù)電路

開關(guān)電源在設(shè)計(jì)中由于轉(zhuǎn)換效率不同，將部分能量以熱量輻射。溫度升高將影響系統(tǒng)正常工作甚至產(chǎn)生人身危險(xiǎn)，為了保證系統(tǒng)安全，開關(guān)電源工作時(shí)溫度需要實(shí)時(shí)監(jiān)控。圖6為溫度采集電路部分電路圖。當(dāng)系統(tǒng)檢測(cè)到溫度過高時(shí)，控制模塊立即關(guān)斷開關(guān)電源輸出，待系統(tǒng)溫度達(dá)到工作溫度范圍后開始繼續(xù)工作。

圖6 溫度采集電路

4 開關(guān)電源性能分析

本文采用反激式開關(guān)電源和模糊PID控制算法進(jìn)行仿真。反激式開關(guān)電源的等效模型傳遞函數(shù)為：

[U（S）d（s）=K1s+K2B1s2+B2s+B3] （5）

式中：[K1，][K2，][B1，][B2，][B3]為系統(tǒng)比例系數(shù)，由開關(guān)電源電器元件參數(shù)決定。

模糊PID控制器由系統(tǒng)誤差[e]和誤差變化率[ec]為輸入，通過不同時(shí)刻的[e]和[ec]值，利用模糊控制規(guī)則在線對(duì)PID控制器參數(shù)[KP，][KI，][KD]參數(shù)進(jìn)行修改。模糊PID控制系統(tǒng)組成如圖7，圖8所示，階躍響應(yīng)曲線如圖9所示。

圖7 模糊控制PID控制系統(tǒng)組成

圖8 誤差[e]和誤差變化率[ec]的隸屬函數(shù)

本設(shè)計(jì)開關(guān)電源把DSP完美融入到開關(guān)電源設(shè)計(jì)中，充分利用了DSP系統(tǒng)快速運(yùn)算能力，采用模糊控制算法使開關(guān)電源控制智能化，電源快速達(dá)到穩(wěn)定輸出，提高了抗負(fù)載擾動(dòng)能力。

圖9 系統(tǒng)階躍響應(yīng)

5 結(jié) 論

本系統(tǒng)將DSP作為開關(guān)電源控制單元，應(yīng)用模糊PID控制算法，使開關(guān)電源和DSP系統(tǒng)完美配合工作。利用了DSP快速處理能力特點(diǎn)產(chǎn)生開關(guān)電源PWM控制信號(hào)，對(duì)開關(guān)電源輸出進(jìn)行精確控制，提高了開關(guān)電源輸出精度和轉(zhuǎn)換效率，使開關(guān)電源控制實(shí)現(xiàn)智能化；能夠按照負(fù)載情況進(jìn)行實(shí)時(shí)修正，使電源達(dá)到快速穩(wěn)定輸出；同時(shí)利用DSP資源設(shè)計(jì)完成開關(guān)電源顯控單元及保護(hù)模塊，提高了開關(guān)電源操作性和安全性。

參考文獻(xiàn)

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第8篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

3.1 基本理論

常用的開關(guān)電壓電源未補(bǔ)償?shù)拈_環(huán)傳遞函數(shù)Tu可分為單極點(diǎn)和雙極點(diǎn)兩種，對(duì)于單極點(diǎn)一般采用PI（比例積分）補(bǔ)償，雙極點(diǎn)一般采用PID（比例積分微分）補(bǔ)償。也可以大致理解為電流型控制的采用PI補(bǔ)償，電壓型控制的采用PID補(bǔ)償。

PI補(bǔ)償可以用如下電路實(shí)現(xiàn)：

WL=1/(R2C2) Wp=1/(R2C1) Gc=R2/R1 (C2>>C1)

Gc是比例因子；零點(diǎn)WL引入積分，當(dāng)頻率小于WL，增益增加，直流增益提高，意味著穩(wěn)壓精度提高；極點(diǎn)Wp使高頻的干擾信號(hào)迅速衰減。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假設(shè)下得到的，實(shí)際選擇反饋參數(shù)時(shí)要注意滿足這個(gè)條件。

PID補(bǔ)償可以采用如下方式：

若R1>>R3，C2>>C1，有：

為在fc點(diǎn)獲得θ的超前補(bǔ)償，有：

fL使低頻增益加大，提高穩(wěn)壓精度；fz引入相位超前補(bǔ)償，增加相位裕度；fp1、fp2使高頻干擾衰減。注意滿足：R1>>R3，C2>>C1。

3.2補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)實(shí)例

畫出Tu的Bode圖之后，就可以設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)了。下面對(duì)幾個(gè)實(shí)際電路進(jìn)行分析。

3.2.1 非隔離的電壓型BUCK（TPS40007）

輸入5.5V，輸出3.3V/5A，開關(guān)頻率fs=300kHz。按照TPS40007的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，鋸齒波的幅值是Vm=0.9V，所以控制電壓Vc到占空比D的傳遞函數(shù)Gain=1/Vm。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)步驟如下：

/psimu/ZXTJ/TJ6700/small signal 3V

第一步：去掉補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，對(duì)控制電壓Vc（即補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸出）進(jìn)行直流掃描，找到使Vo=3.3V時(shí)的Vc值，將Vc的直流分量設(shè)為次值，即設(shè)置了電路的靜態(tài)工作點(diǎn)。

第二步：對(duì)Vc進(jìn)行交流掃描，得到未補(bǔ)償?shù)腣c到Vo的傳遞函數(shù)Tu。Tu的直流增益為15.7dB，交越頻率為10.5kHz。

第三步：設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。由于是電壓型控制，所以采用PID補(bǔ)償。設(shè)補(bǔ)償后的交越頻率fc=20kHz，在fc處得到60°的相位補(bǔ)償；而Tu在fc處的增益是dbGc=-12.38；設(shè)置極點(diǎn)fp2=180kHz以抑制高頻干擾；R1=36K。按上述參數(shù)得到補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋參數(shù)：R2=40K（取39k）， C2=7.4nF（取4.7nF），C1=53pF（取47pF），R3=1k， C3=820pF（取1nF）。

仿真結(jié)果：fc=24.7kHz， 相位裕度φm=43°。下面是實(shí)測(cè)的環(huán)路BODE 圖。

實(shí)測(cè)的交越頻率及相位裕度都比仿真的大些，這是由于頻率高了以后，電路的分布參數(shù)影響的結(jié)果。

3.2.2 隔離的電流型BUCK（TDA16888）

輸入400Vdc，輸出54V/5A，開關(guān)頻率fs=100kHz。

/psimu/zx500W/main/small signal1

為便于補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，將光藕部分也歸入未補(bǔ)償?shù)膫鬟f函數(shù)Tu，即：只將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)分開。那么Tu是光藕的輸入Vc（補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)運(yùn)放的輸出）到輸出Vo的傳遞函數(shù)。

補(bǔ)償斜率mva的計(jì)算：芯片15腳的外接電容100pF，通過內(nèi)部的10K電阻充電，時(shí)間常數(shù)只有1us，電源的開關(guān)頻率是100kHz，在電流信號(hào)與Vc比較的瞬間，外接電容已經(jīng)基本充滿了電，對(duì)斜率補(bǔ)償沒有多大影響，實(shí)際上此處電容的作用只是消除電流檢測(cè)波形前端的尖峰。對(duì)環(huán)路特性有影響的斜率是指鋸齒波與Vc比較時(shí)的斜率。TDA16888芯片內(nèi)部是將電流檢測(cè)信號(hào)放大了5倍，即加在電流鋸齒波信號(hào)上的補(bǔ)償斜率是電流信號(hào)本身斜率的4倍。根據(jù)實(shí)際電路結(jié)構(gòu)，可以算出在變壓器原邊檢流電阻上的電流信號(hào)（實(shí)際是電壓信號(hào)）的斜率：

輸入電壓Vi=400V，變壓器變比n=2.875，輸出電感Lo=200uH，輸出電壓Vo=54V，輸出電感電流的上升斜率mi=(Vi/n-Vo)/Lo=0.425A/us，折合到原邊，電流上升斜率mip=mi/n=0.148A/us，在檢流電阻上的電壓上升率mv=mip*Rs(0.22)=0.0325V/us=32.5K V/s，也可以通過仿真直接得到電流斜率。由此得到補(bǔ)償斜率mva=4*mv=130K V/s。

V9是芯片內(nèi)部的壓降。

第一步：先得到Vc到Vo的傳遞函數(shù)Tu。方法是對(duì)Vc進(jìn)行DC掃描，得到使輸出電壓為Vo時(shí)的Vc值，從而確定了電路的工作點(diǎn)（Bias point）。設(shè)定Vc的直流分量為工作點(diǎn)的值，然后進(jìn)行AC掃描，得到Tu：DC增益32.84dB、轉(zhuǎn)折頻率fo=23.6Hz。

第二步：確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的形式。因?yàn)槭请娏餍涂刂疲梢圆捎肞I補(bǔ)償。補(bǔ)償前Tu的直流增益dbTuo=32.84dB，Tu的轉(zhuǎn)折頻率fo=23.57Hz，Tu的交越頻率fc’=1kHz。為提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，將補(bǔ)償后的fc提高到2kHz（由于光藕的帶寬只有10kHz左右，所以在有光藕隔離的場(chǎng)合，很難將交越頻率提得很高）；為提高穩(wěn)壓精度，加入零點(diǎn)fL=fc/10；為抑制高頻干擾，加入極點(diǎn)fp=10*fc；在確定R1=33k后，可以算出反饋網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)：R2=64k C2=12nF C1=120pF

第三步：將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)加入環(huán)路中，此時(shí)得到的電路就和實(shí)際的一樣了。進(jìn)行偏置點(diǎn)掃描（biaos point swip），得到電路各點(diǎn)的電壓，與實(shí)際的測(cè)試結(jié)果比較，保證電路的參數(shù)設(shè)計(jì)合適，比如可以看看光藕的If是否合適。將環(huán)路中各器件設(shè)計(jì)到合適的工作點(diǎn)是保證電路在各種環(huán)境下穩(wěn)定工作及長的工作壽命的前提。注意：補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)不會(huì)影響電路的靜態(tài)工作點(diǎn)。確定環(huán)路的靜態(tài)工作點(diǎn)后，加入Lf、Cf及Vsti進(jìn)行AC掃描，得到整個(gè)系統(tǒng)補(bǔ)償后的開環(huán)傳遞函數(shù)T。

在上述仿真電路中，電感Lf很大，對(duì)直流信號(hào)相當(dāng)于短路，所以不會(huì)影響整個(gè)環(huán)路的靜態(tài)工作點(diǎn)，Lf對(duì)交流信號(hào)來說相當(dāng)于開路，所以仿真出的T是開環(huán)傳遞函數(shù)；Cf也很大，對(duì)激勵(lì)源Vsti來說相當(dāng)于短路，從而引入激勵(lì)信號(hào)，Cf對(duì)直流信號(hào)相當(dāng)于開路，Vsti的任何直流分量不會(huì)影響環(huán)路的靜態(tài)工作點(diǎn)。

從仿真結(jié)果可以看出，交越頻率fc處的相位裕度φm=66°，且頻率低于fc的最低相位裕度也有36°，所以系統(tǒng)是穩(wěn)定的。下面是實(shí)測(cè)的開環(huán)Bode圖。

3.2.3 帶前饋的電壓型隔離BUCK（LM5025）

輸入48V，輸出3.3V/40A，LM5025控制器，開關(guān)頻率fs=280kHz，下圖是實(shí)際電路參數(shù)，可以看出測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果很相似，表示所建的仿真模型準(zhǔn)確度是可以信賴的！

LM5025-2

下面對(duì)此電路按上面的方法重新設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。

首先，將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)移出，畫出從光藕輸入到Vo的未補(bǔ)償傳遞函數(shù)Tu。C8、C9、C6、R12不要，R6及Vr1是芯片內(nèi)部參數(shù)，需保留。

從仿真結(jié)果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的電阻R5接到了輸出Vo，從而降低了Vo對(duì)Vc的增益。若將R5接到一個(gè)固定電平VCC上，則整個(gè)增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB！以此為基礎(chǔ)進(jìn)行補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)。由于是電壓型控制，所以采用PID補(bǔ)償。由于本電源的開關(guān)頻率很高，達(dá)fs=280kHz，若沒有光藕隔離限制，補(bǔ)償后的交越頻率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的帶寬只有10kHz左右，且光藕引入的相位滯后在5kHz 以后急劇增加，所以為了得到盡可能大的帶寬，首先應(yīng)對(duì)光藕進(jìn)行適當(dāng)補(bǔ)償以拓展其帶寬。此處在光藕的輸出加入RC零點(diǎn)。設(shè)補(bǔ)償后的交越頻率為fc=20kHz，Tu在fc處的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc處得到60°的相位補(bǔ)償，設(shè)置極點(diǎn)fp2=180kHz以抑制高頻干擾，R1=100k//56k=35.9k，計(jì)算得到補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)如下：

補(bǔ)償后帶寬20kHz，相位裕度30°。仿真得到的相位裕度往往小于預(yù)期的值，這是由于補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的運(yùn)放及未完全補(bǔ)償?shù)墓馀涸斐傻摹?/p>

3.2.4 準(zhǔn)諧振Flyback（UCC28600）

220Vac輸入、28V/2.3A輸出，光藕+TL431反饋。

UCC28600

先把補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)去掉，計(jì)算未補(bǔ)償?shù)腣c到Vo的傳遞函數(shù)Tu，由于光藕直接接到輸出，所以Tu的直流增益很低。

下面是實(shí)測(cè)的環(huán)路BODE圖，可見仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)符合得很好。

第9篇：開關(guān)電源設(shè)計(jì)范文

【關(guān)鍵詞】單片機(jī)；反饋；DC/DC

1.引言

近一些年來，隨著微電子技術(shù)和工藝、磁性材料科學(xué)以及燒結(jié)加工工藝與其它邊沿技術(shù)科學(xué)的不斷改進(jìn)和快速發(fā)展，開關(guān)穩(wěn)壓技術(shù)，有了突破性進(jìn)展，并且由此也產(chǎn)生了許多能提高人們生活水平和改善人們工作和學(xué)習(xí)條件的新工藝產(chǎn)品，如電動(dòng)自行車，逆變焊機(jī)等設(shè)備。開關(guān)穩(wěn)壓電源以其獨(dú)有的體積小、效率高、重量輕、輸出形式多樣化、功率因數(shù)大，穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)點(diǎn)已經(jīng)涉及到了與電有關(guān)的所有領(lǐng)域。在這個(gè)領(lǐng)域之中，開關(guān)穩(wěn)壓電源已取代前級(jí)線性穩(wěn)壓電源和前級(jí)相控開關(guān)電源，此外，開關(guān)穩(wěn)壓電源技術(shù)和實(shí)用技術(shù)產(chǎn)品出現(xiàn)后，使得許多電子產(chǎn)品所采用的電池供電成為可能，是許多電子產(chǎn)品微型化和小型化后變?yōu)楸銛y式產(chǎn)品成為可能。所以開關(guān)穩(wěn)壓電源成為各種電子設(shè)備和系統(tǒng)高效率、安全可靠運(yùn)行、低功耗的關(guān)鍵，同時(shí)開關(guān)穩(wěn)壓電源技術(shù)已成為電子技術(shù)中備受人們關(guān)注的科技領(lǐng)域。

2.方案設(shè)計(jì)與比較

2.1 方案論證

方案一：題目要求設(shè)計(jì)并制作一個(gè)由兩個(gè)額定輸出功率均為16W的8VDC/DC模塊構(gòu)成的并聯(lián)供電系統(tǒng)。由題目已知，采用TI公司的脈寬調(diào)制控制器UC3843作為BUCK型拓?fù)涞腜WM控制芯片。UC3843集成電路的一般特性及由它組成小功率開關(guān)電源的方法。它是通過高性能固定頻率電流模式的控制器專為離線和直流變換器應(yīng)用所設(shè)計(jì)的，只需要最少外部元件就能獲得成本效益高的方案。電流工作頻率能到500KHZ，能進(jìn)行溫度補(bǔ)償?shù)膮⒖茧娏魅颖容^器，精確的占空比控制和大電流圖騰柱式輸出是驅(qū)動(dòng)MOSET管得理想元器件，并且UC3843具有自動(dòng)鎖存脈寬調(diào)制的功能有利于電流比的設(shè)定。

優(yōu)點(diǎn)：以MSP430單片機(jī)為主控制器和PWM信號(hào)發(fā)生器，能根據(jù)反饋信號(hào)對(duì)PWM信號(hào)做出調(diào)整，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。系統(tǒng)輸出電壓8.0+0.4V可調(diào)，可以通過鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整，電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率低，DC/DC變換器能達(dá)到較高的效率。

方案二：利用單片機(jī)MSP430，以電壓型PWM控制器TL494為核心，設(shè)計(jì)一種穩(wěn)壓輸出開關(guān)電源，其回路控制器方框圖如圖1，2，這種方案雖然實(shí)現(xiàn)起來較為靈活，可以通過調(diào)試針對(duì)本身系統(tǒng)做出配套的優(yōu)化，但是系統(tǒng)調(diào)試比較復(fù)雜。鑒于此，我們選擇方案一。

2.2 控制方法及實(shí)現(xiàn)方案

方案一：利用PWM專用芯片產(chǎn)生PWM控制信號(hào)。此法較易實(shí)現(xiàn)，工作較穩(wěn)定，但不易實(shí)現(xiàn)輸出電壓的鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整。

方案二：利用單片機(jī)產(chǎn)生PWM控制信號(hào)。讓單片機(jī)根據(jù)反饋信號(hào)對(duì)PWM信號(hào)做出相應(yīng)調(diào)整以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。這種方案控制系統(tǒng)軟件編程工作量較小，難度不是很大，用脈寬調(diào)制型的控制器實(shí)現(xiàn)PWM控制，并且完全由硬件產(chǎn)生高頻脈沖，實(shí)時(shí)性比較好，單片機(jī)控制的任務(wù)較輕，對(duì)單片機(jī)硬件資源要求不高，實(shí)現(xiàn)起來較為靈活，可以通過調(diào)試針對(duì)本身系統(tǒng)做出配套的優(yōu)化。但是此方案硬件電器設(shè)計(jì)難度較大，電路板布線工作量較大，系統(tǒng)調(diào)試比較復(fù)雜。

根據(jù)要求選擇方案二。單片機(jī)和脈寬調(diào)制型控制器共同實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)的控制。系統(tǒng)組成框圖如圖3所示，脈寬調(diào)制器產(chǎn)生高頻脈沖直接DC/DC變換模塊，單片機(jī)實(shí)現(xiàn)液晶顯示、AD/DA轉(zhuǎn)換、、處理電壓反饋信號(hào)、過流保護(hù)、對(duì)脈寬調(diào)制器進(jìn)行控制、顯示等功能；過流保護(hù)電路負(fù)載電流不超過2.5A；負(fù)載電壓負(fù)反饋電路進(jìn)一步對(duì)負(fù)載電壓進(jìn)行精確控制。

3.理論分析與計(jì)算

DC/DC變換器穩(wěn)壓方法：

單端反激DC/DC變換器電路拓?fù)潆娐返脑恚鹤儔浩鱐1所引起的隔離和傳遞存儲(chǔ)能量的作用，即使在開關(guān)管VT開通的時(shí)候，Np會(huì)存儲(chǔ)能量，當(dāng)開關(guān)管VT關(guān)斷時(shí)，NP會(huì)向NS釋放出能量。當(dāng)在輸出端加電感器L0和電容C0構(gòu)成低通濾波器時(shí)，變壓器的初級(jí)會(huì)有由Cr、Rr和VDr構(gòu)成的RCD漏感尖峰吸收電路，輸出回路有一個(gè)整流的二極管VD1。若變壓器使用有氣隙的磁心，則其銅損耗會(huì)較大，變壓器溫升會(huì)相對(duì)較高，并且輸出的紋波電壓比較大；但是電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，適用于200W以下電源，并且多路輸出交調(diào)特性相對(duì)比較好。

電流電壓檢測(cè)：(1)電壓檢測(cè)是采用電阻分壓的方法取得的，通過兩只大交流電路進(jìn)行分壓，二極管的正負(fù)鉗位電壓送入跟隨器的電壓在-5～+5之間，經(jīng)過跟隨器隔離之后再通過比例運(yùn)算放大器等比例放大，然后送入采樣保持器。這樣就可以得到被測(cè)的信號(hào)。(2)電流的檢測(cè)，一般使用互感器，分流器等將電流信號(hào)處理并放大，作為后面電路保護(hù)和檢測(cè)用。

均流方法：工作框圖：所采用的是自動(dòng)均流方法，這種均流方法采用一個(gè)窄帶電流放大器，輸出端口通過阻值為阻值為R連到均流的母線上，n個(gè)單元使用n個(gè)這種結(jié)構(gòu)。

當(dāng)輸出達(dá)到均流時(shí)，電流放大器輸出電流的I1這時(shí)I01處于均流的工作狀態(tài)。相反地，電阻R產(chǎn)生一個(gè)電壓，由這個(gè)電壓控制A1，然后A1再控制單元功率級(jí)輸出電流，最終使之達(dá)到均流。采用這種方法，可以使均流效果比較好，從而比較容易實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確均流。在具體使用過程中，如果出現(xiàn)均流母線短路或者接在母線上的一個(gè)單元不處于工作狀態(tài)時(shí)，母線電壓會(huì)下降，將會(huì)使得每個(gè)單元輸出電壓會(huì)下調(diào)，甚至有可能達(dá)到下限，從而造成故障。并且當(dāng)某一個(gè)模塊的電流上升至最大輸出電流，電流放大器輸出電流也會(huì)達(dá)到極限值，同時(shí)使得其他的單元輸出電壓自動(dòng)下降。可以構(gòu)成多余系統(tǒng)，均流模塊在數(shù)理論上可以不限。但是此方法的缺點(diǎn)是為使系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程中始終保持穩(wěn)定狀態(tài)，通常要限制最大調(diào)節(jié)的范圍，要將所有電壓調(diào)節(jié)到電壓捕捉的范圍以內(nèi)。如果有一個(gè)模塊均流線意外短路，則使得系統(tǒng)無法均流。單個(gè)的模塊限流可能引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。在大系統(tǒng)中，系統(tǒng)穩(wěn)定性與負(fù)載均流瞬間響應(yīng)的矛盾很難解決。如果圖5中的電阻R支路上串一只二極管，則構(gòu)成所謂的最大電流自動(dòng)均流法。

過流保護(hù)方法：如圖6所示，利用電流互感器T2來監(jiān)視負(fù)載的電流IT，IT在通過互感器的初級(jí)時(shí)，會(huì)把電流的變化耦合到它的次級(jí)，從而在電阻R1上會(huì)產(chǎn)生壓降。二極管D3會(huì)對(duì)脈沖電流進(jìn)行整流，經(jīng)過整流后再由電阻R2和電容C1進(jìn)行平滑濾波。如果發(fā)生過載現(xiàn)象的時(shí)候，電容器C1兩端的電壓會(huì)迅速地增加，會(huì)使得齊納管D4處于導(dǎo)通狀態(tài)，從而驅(qū)動(dòng)晶體管S1的導(dǎo)通，然后S1集電極的信號(hào)可以用來作為電源變換器調(diào)節(jié)電路的信號(hào)驅(qū)動(dòng)。

電流互感器也可以用鐵氧體磁芯或MPP環(huán)形磁芯來繞制，但是要經(jīng)過反復(fù)的試驗(yàn)，從而來確保磁芯不飽和。理想的電流互感器應(yīng)該達(dá)到匝數(shù)比是電流比一般地，互感器的Np=1，Ns=NpIpR1/(Vs＋VD3)。具體繞制數(shù)據(jù)還要最后經(jīng)過實(shí)驗(yàn)調(diào)整，使其性能達(dá)到最佳的狀態(tài)。

4.設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

在設(shè)計(jì)中碰到的一些問題，比如，單片機(jī)產(chǎn)生的PWM好像驅(qū)動(dòng)不了MOS管，我們得外加驅(qū)動(dòng);又控制信號(hào)不用單片機(jī)，只用一個(gè)電容電阻，或555定時(shí)器，再用一個(gè)三極管和滑動(dòng)變阻器，反饋也可以。

5.測(cè)試

(1)測(cè)試使用的儀器：萬用表，接觸調(diào)壓器，示波器。

(2)產(chǎn)生偏差的原因：a.對(duì)效率所進(jìn)行的理論分析和理論計(jì)算時(shí)，采用的器件參數(shù)的典型值，但實(shí)際器件的參數(shù)有明顯的離散性，電路性能可能因此而無法達(dá)到理論分析數(shù)值。b.電路的制作工藝并不是理想的，從而會(huì)增加電路中的損耗。

(3)改進(jìn)方法：a.使用性能更好的器件，如換用導(dǎo)通電阻更小的電力MOS管，采用低阻電容；b.采用軟開關(guān)技術(shù)，從而進(jìn)一步減小電力MOS管的開關(guān)損耗；c.采用同步式開關(guān)電源的方案，用電力MOS管代替肖特基二極管以減小損耗；d.優(yōu)化軟件控制算法，進(jìn)一步減小電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率。

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作者簡(jiǎn)介：