開關電源設計方案精選(九篇)

前言：一篇好文章的誕生，需要你不斷地搜集資料、整理思路，本站小編為你收集了豐富的開關電源設計方案主題范文，僅供參考，歡迎閱讀并收藏。

第1篇：開關電源設計方案范文

關鍵詞：AC-DC 開關電源 設計

中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2015）04-0142-01

本設計AC-DC的直流穩壓可調的開關電源，它的性能優越，電壓可調，體積小、重量輕、性價比高，將更加普遍使用于生活當中。

1 設計要求

（1）基本要求。輸入電壓：單相交流額定電壓有效值220V±20%。頻率：頻率范圍 45-65Hz。電流：在滿載運行時，輸入220V，小于8A；在264V時，沖擊電流不大于18A。輸出電壓U。可調范圍：30～36V。最大輸出電流IOMAX：2A。輸出噪聲紋波電壓峰―峰值Uopp≤1 V。DC―DC變換器的效率q≥70%。（2）性能拓展。進一步提高效率，使q ≥85%；排除過流故障后，電源能自動恢復為正常狀態。

2 方案總體設計

步驟如下：隔離變壓=>整流濾波=>高頻變換=>控制電路=>調整輸出。

說明：本電路主要采用3塊集成芯片實現對電路的控制，分別是IC1（NCP1050）、IC2（光耦合器SFH615）、IC3（可調式精密電壓調節器TL431）。

該方案的優點：（1）電路結構簡單，轉換效率高穩壓性能優，并且轉換效率高；（2）性能優越，電壓可調，體積小、重量輕、性價比高，可普遍使用于生活當中；（3）NCP1050，TL431等芯片器件功能強大，設計起來比較簡單。

3 電路的安裝與調試

圖1所示：

第2篇：開關電源設計方案范文

關鍵詞：高性能數字信號處理器；swift designer；電源設計；TPS54312

中圖分類號：TN79 文獻標識碼：B

文章編號：1004-373X(2008)11-086-03

Design of Power Module Based on High-powered DSP Systems

YANG Jin,QIU Zhaokun

(SPDF,School of Electronic Science and Technology,National University for Defence Technology,Changsha,410073,China)

Abstract：The design of power module is an important part in high-powered DSP system.This paper takes a detailed introduction on the design of using TPS54312 and TPS54616,taking ADSPTS101 for example.Firstly,it compares three ways of power and their principle,and then it introduces how to design the appropriate schematic document,at the same time,it gives analysis and synthesis using the soft swift designer offered by TI.And it achieves power desire by the DSP system after testing.

Keywords：high-powered DSP;swift designer;power design;TPS54312

1 引 言

隨著近年來芯片制造技術的不斷發展，以及市場對高性能數字信號處理器的需求，新的功能更強，速度更快，功耗更低的數字信號處理器(DSP)產品不斷推出，給電路設計帶來了極大的方便。但與此同時，這些高性能器件的使用對供電模塊的設計提出了更高的要求。高效、穩定、滿足上電次序的供電模塊設計具有重要意義，將直接影響整個系統的穩定，甚至整個系統的實現。

當前，DSP、FPGA等芯片的供電方式主要有3種：采用線性電源芯片，采用開關電源芯片，采用電源模塊。這3種方式的一個總體對比如表1所示。

線性電源的基本原理是根據負載電阻的變化情況來調節自身的內阻，從而保證輸出端的電壓在要求的范圍之內。由于采用線性調節原理，瞬態特性好，本質上沒有輸出紋波。但隨著輸入輸出電壓差的增大或是輸出電流增加，芯片發熱會成比例增加，因此線性電源要求有較好的散熱處理控制。線性電源的輸入電流接近于輸出電流，它的效率(輸出功率/輸入功率)接近于輸出/輸入電壓比。因此，壓差是一個非常重要的性能，因為更低的壓差意味著更高的效率。LDO線性電源的低壓差特性有利于改善電路的總體效率。線性電源對電流輸入較小的應用系統提供了一種體積小、廉價的設計方案。

開關電源利用磁場儲能，無論升壓、降壓或是兩者同時進行，都可以實現相當高的變換效率。由于變換效率高，因此發熱很小，散熱處理得以簡化。又由于是開關穩壓器電源， 與LDO線性電源相比，DC/DC調整器輸出紋波電壓較大、瞬時恢復時間較慢、容易產生電磁干擾(EMI)。要取得低紋波、低EMI、低噪聲的電源，關鍵在于電路設計，尤其是輸入/輸出電容、輸出電感的選擇和布局。因此在三種電源設計方案中，開關電源的設計要較另兩種電源設計方案復雜。但由于開關電源設計靈活，耗熱小，成本也較低，在系統電源模塊設計中，仍不失一種較好的選擇。

電源模塊原理上講是個開關穩壓器，效率非常高。相對于普通開關穩壓器，它的集成度更高，只需要一個輸入電容和一個輸出電容即能工作，設計簡便，適合D要求開發周期非常短的應用。

2 芯片選型和功能介紹

由于ADSPTS101信號處理部分僅是整個系統的一個子部分，結合其他部分的供電要求，FPGA芯片采用ATERA公司的EP1C12F324，IO電壓3.3 V，內核電壓1.5 V，ADSPTS101的IO供電壓3.3 V，內核電壓1.2 V。其中EP1C12F324對上電次序的要求并不是太嚴格，電源設計較為簡單，采用AS2830-1.5電源芯片即可達到要求。而ADSPTS101對上電次序有較為嚴格的要求，當上電次序沒有達到要求時，既使上電后進行復位初始化后，初始狀態仍然可能不對。因此，系統電源部分設計的重點在于滿足ADSPTS101的上電要求。當然，采用電源模塊，如PT6944芯片可以滿足設計要求，但基于開關電源和電源模塊的比較優勢，本系統采用開關電源進行設計。采用的電源芯片為TI公司的TPS54616和TPS54312。

TPS54616是一款TI公司推出的適合DSP,FPGA,ASIC等多芯片系統供電的電源芯片，是一款低電壓輸入、大電流輸出的同步降壓DC/DC調整器， 內含30MQ、12 A峰值電流的MOSFET開關管，最大可輸出6 A電流。輸出電壓固定3.3 V，誤差率為1%。開關頻率可固定在350 kHz或550 kHz，也可以在280 kHz到700 kHz之間調整。另外，它還具有限流電路、低壓閉鎖電路和過熱關斷電路。

TPS54312也同樣是TI推出的一款低電壓輸入，大電流輸出的同步降壓DC/DC調整器。所不同的是，TPS54312對于連續3 A的電流高效輸出，集成的MOSFET開關管為60MQ，同時其固定電壓輸出為1.2 V。

另外，TPS54616和TPS54312均采用集成化設計，減少了元件數量和體積，因此，可廣泛用于低電壓輸入、大電流輸出的分散電源系統中。

TPS54616和TPS54312功能管腳定義類似，其引腳封裝分別如圖1所示。

以TPS54616為例，簡述各引腳功能，TPS54312對應命名相同的引腳功能相似。

AGND：模擬地；BOOT：啟動輸入，應和PH腳間連接一個0.02~0.1 μF的電容；NC：不連；PGND：電源地，使用時與AGND單點連接；PH：電壓輸出端；PWRGD：當VSENSE>90%參考電壓時，輸出為高阻，否則輸出為低電平，利用這點，可用于I/O口電壓和內核電壓的控制，設計出符合要求的上電次序；RT：頻率設置電阻輸入，選擇不同的阻值連接，可設置不同的電源開關頻率；SS/ENA：慢啟動或輸入輸出使能控制；FSEL：頻率選擇；VBIAS：內部偏壓調節，與AGND間應連接一個0.1~1 μF的陶瓷電容;VIN：外部電壓輸入;VSENSE：誤差放大反饋輸入,可直接連到輸出電壓端。

3 電路設計

在Protel中搭建原理圖，如圖2所示。

設計主要考慮了輸入濾波、反饋回路、頻率操作、輸出濾波、延時啟動等問題。

3.1 輸入輸出濾波

兩電源芯片輸入電壓均為5 V，為有效慮除輸入電源中的高頻分量，輸入端均接一個10 μF的旁路電容。同時，為減少輸入紋波電壓，各接入一個100 μF和180 μF的濾波電容。經過這樣的組合濾波，可以得到一較為干凈的輸入電源。

在輸出端，為了得到質量較好的輸出波形，輸出濾波網絡由一個4.7 μH電感及一個470 μF和1 000 pF的電容組成。

3.2 反饋回路

TPS54312上為直接反饋，經過濾波輸出后的電壓直接連接到VSENSE上，TPS54616加上一個反饋電阻，作用其實是相同的，都是直接反饋。

3.3 開關頻率設計

如果讓RT腳空接，FSEL接地或接在VIN上，則開關頻率為350 kHz或550 kHz。如果采用外接電阻進行開關頻率選擇，有計算阻值的公式為：R=500 kHz/選擇的開關頻率×100 kΩ。設計中選用開關頻率700 MHz，計算得應接電阻阻值為71.5 kΩ。

3.4 延時啟動

兩芯片均有慢啟動和輸出輸入使能控制功能。通過在腳SS/EN上連接不同容值的電容，可以獲得不同的慢啟動時間。盡管有專門的計算公式可以進行計算，但這里設計可以利用TI為專門電源設計推出的軟件swift designer，可以為設計提供很大的方便。swift designer提供一系列的電源芯片支持設計，包括對TPS54312和TPS54616的支持。

在swift designer中設置參數，然后按“GO”，軟件即能自動按照要求的參數選擇電源芯片和搭建好電路。設參數為：輸出電壓1.2 V，輸出電流3 A，輸入最小電壓4.8 V，最大5.2 V，慢啟動時間3 ms，開關頻率700 kHz。軟件可以自動生成電路圖，軟件自動選擇的電源芯片是TPS54312，同時電路已經連接好。

同樣修改參數，輸出電壓3.3 V，輸出電流6 A，輸入最小電壓4.8 V，最大5.2 V，慢啟動時間6 ms，開關頻率700 kHz。同樣，這時軟件自動生成5 V轉3.3 V的電路圖(略)。

在swift designer軟件的幫助下，使設計變得靈活和簡便。要獲得正確的上電次序，設計中還應做一些調整。將TPS54312的PWRGD腳接至TPS54616的SS/ENA腳，如圖2中原理圖所示，同時接成上拉狀態。這樣，只有當TPS54312輸出電壓大于 1.2 V*90%時，腳PWRGD輸出為低，從而使能TPS54616，產生3.3 V的電壓輸出，從而獲得正確的上電次序要求。在TPS54312輸出電壓沒有達到要求時，TPS54616被上拉，不能產生3.3 V輸出。這樣通過慢啟動時間的設置和對使能端引腳的控制兩重保險，可以完全確保正確的上電延時和上電次序。同時，我們可以根據不同芯片對上電延時和上電的次序進行靈活調整，滿足上電要求。

4 仿真分析

swift designer軟件還提供了初步的仿真分析，能直觀地給出分析表，循環響應圖，輸入電壓抖動的影響圖，效率圖和PCB布線圖。下面是一系列相關仿真分析。

從仿真可以看出，設計所采用的電源轉換具有較高的轉換效率，同時由于輸入抖動而帶來的影響也在系統可接受范圍之內，加上電容濾波后，輸出電壓紋波效果還會有所改進。由于軟件沒有對上電次序的先后給出直觀仿真，但通過對兩電源芯片慢啟動時間的設置先后和使能端的控制，系統上電次序得到了較好保證。

5 結 語

供電模塊設計對整個系統實現和系統良好運行意義重大，尤其對一些特殊供電要求的高性能器件而言更是如此。在電源模塊的設計中，要綜合考慮系統要求，設計靈活性，實現難易程度，成本、效率、封裝等相應因素，從而做出全面的、折衷的考慮，以尋求最佳的設計方案。經過在雷達信號處理板上的實際應用，設計滿足各項電壓、電流和功耗要求，同時由于采用較好的上電次序設計，保證了ADSPTS101的內核先于IO上電，從而使整個系統穩定性和可靠性得到了較好保證。

參 考 文 獻

［1］韓江濤,胡慶生,孫遠.基于TPS54610的FPGA供電模塊設計［J］.電子技術應用,2006,32(10):114-117.

［2］高可靠DC-DC電源模塊［J］.國外電子元器件,2003(8):78.

［3］童剛,裴昌幸.DSP的雙電源解決方案［J］.電子工程師,2002(11):19-21.

［4］黃天戍,霍鵬.基于DSP+CPLD的新型智能監測系統設計與開發\[J\].微計算機信息,2006(8Z):182-184.

［5］Designing with the TPS54311 through TPS54316Synchronous Buck Regulators［P］..2007.

\[6\]Switchmode-Power Supplies Reference Manual and Design Guide［P］..1999.

作者簡介

楊 進 男，1983年出生，碩士研究生。主要從事FPGA、DSP結合信號處理的應用開發工作。

邱兆坤 男，1977年出生，副教授，博士。主要從事雷達信號處理，時頻信號分析。

第3篇：開關電源設計方案范文

關鍵詞：投影電視；開關電源；PFC

引言

在目前流行的超大型視頻顯示產品中，采用投影燈泡的投影電視產品以其獨特的高分辨率、高畫質、超大尺寸的顯示優勢，得到了廣泛的應用。這種投影產品可作為大型會議中心專用視頻顯示設備或者大中小學校的教學設備，以及高檔娛樂場所的視頻播放設備，也可用于酒店、商場、企業商務大廳等場所，以視頻畫面的形式播放廣告或展示企業形象。投影電視產品按投影方式可分為背投電視和前投影機。目前小屏幕背投電視已逐步退出國內市場，只有大屏幕背投電視作為商用顯示設備其市場仍在大幅增長。前投影機在國內市場以進口品牌為主，我國自主研發目前才剛剛起步，許多國內廠商都在嘗試自主開發投影機芯、投影光機等關鍵部件。電源設計、光機開發、整機散熱設計等都是投影電視產品研發的難點。本文就以Fairchild公司的電源IC為例，提出采用投影燈泡的投影電視產品的電源設計方案。

投影產品電源的基本要求

不管是大屏幕背投電視，還是前投方式的高亮度投影機，其電源組成基本一樣。這類投影產品最大的特點是其光源采用投影燈泡。

為采用投影燈泡的投影電視產品設計電源，必須考慮下列特殊因素：

?目前常用的投影燈泡的功率為100W～350W，這就要求電源必須能提供150WN450W左右的輸出功率；

?對于大功率電源，按國標要求必須加功率因數校正(PFC)電路；

?同時為節省能源又要求其待機功耗必須低于5W，未來要求低于3W或1W以下；

?投影電視的開關機比較復雜，投影燈泡供電、散熱風扇供電、信號處理部分供電等都必須按特定的時序完成開關。

基于以上原因，本方案的投影電視產品的電源由三部分組成：功率因數校正(PFC)電路，提升整機功率因數達0.9以上，同時為投影燈泡的點燈器供電；副電源，也叫待機電源，為散熱風扇和系統控制部分供電；主電源，為光機驅動、信號處理部分及其它電路供電。

系統設計

電源電路是直接影響整機性能和可靠性的關鍵，根據投影產品的供電特點和有關國家標準的要求，并從性能和成本的綜合考慮，投影產品的電源電路宜采用主副電源的形式，其框圖見圖1。

投影電視產品的電源一般由EMC濾波器、PFC電路、A C-DC轉換電路、DC-DC轉換電路等四部分組成。本文只針對電路比較復雜的PFC電路、A C-DC轉換電路提出電路方案。

功率因數校正(PFG)電路

為了得到更高的功率因數，本方案選用有源PFC電路FAN7527。FAN7527是Fairchild公司的一種低功耗簡單高效的動態功率因數校正控制器(PFC)，作為典型應用時工作在臨界傳導模式。

采用本方案實現的PFC電路如圖2所示。該電路屬于BOOST變換器，這就要求二極管D2負極端的輸出電壓必須大于交流電整流后的直流輸出電壓。本方案的交流電源輸入最大達AC265V，整流后直流電壓約為360V，可調節該Ic的1引腳(內接2.5V誤差比較器)所接的分壓電阻R8／R9和電位器VR1使PFC電路的輸出電壓大于360V，本方案選定的PFC輸出電壓為380V。2引腳所接電容C7構成反饋補償網絡。分壓電阻R1／R2將3引腳的電壓限定在3.8V以下。R7為電流檢測電阻，通過4引腳為內部過流保護電路提供電流檢測信號。升壓電感T1輔助繞組通過電阻R5提供零電流檢測輸入，以防止該IC 5引腳上的電壓跌至1.8V以下。

根據選用的投影燈泡功率的不同，這部分電路的輸出功率差別也比較大，一般在200W～400W之間。設計的關鍵是計算和根據試驗選取關鍵器件的參數。輸入電容C5、輸出電容C8、升壓電感T1、MOSFET Q1、二極管D2等關鍵器件的參數會隨輸出功率的不同而有所差別(見表1)。

副電源

副電源選用Fairchild的離線式開關電源控制芯片KA5M02659RN，采用反激式拓撲結構。

采用本方案實現的副電源電路如圖3所示，該IC 3引腳的啟動電壓可以通過電阻R202從整流橋輸出的直流電源取，也可從整流橋前的交流電源取，該引腳輸入電壓大干15V時電源啟動，小于8.8V時電源停止工作，超過27V時內部過壓保護電路動作。反饋端4引腳的輸入電壓超過7.5V時電源停止工作。該電源設計的關鍵是設計開關變壓器、反饋回路等。可以利用原廠提供的標準化軟件設計工具(FPS設計助手)完成本電源設計，然后在實驗中調節關鍵器件的參數。

主電源

主電源選用Fairchild公司的離線式開關電源控制芯片KA5Q12656R，采用反激式拓撲結構。

該IC的應用在本方案時的電路，3引腳的啟動電壓可以通過電阻R101和R104從整流橋輸出的直流電源取，也可從整流橋前的交流電源取，其輸入電壓必須小于40V，大于15V時電源啟動，小于9V時電源停止工作。從整流橋前的交流電源取時R101和R104可以選用小功率的電阻。這部分電路的交流輸入在待機時被繼電器切斷，因此設計時不用考慮待機模式(BURST模式)，可使電路更簡單，即只需把5引腳同步電壓范圍設為2.6～4.6V

第4篇：開關電源設計方案范文

關鍵詞 并聯開關電源；均流控制；單片機

中圖分類號 TM 文獻標識碼 A 文章編號 1673-9671-(2012)012-0096-02

目前直流電源并聯供電系統多以固定比例均流方式運行，由于各電源模塊之間的差異性及負載的不穩定因素，工作時，支路電源模塊可能超出正常工作范圍，損壞或降低電源壽命。本文應用數字電源設計思想，利用單片機調節供電支路的電流輸出比例，根據負載變化和支路電源特性對各支路電流進行合理分配，該系統能保證供電支路符合支路分流比例，通過實時監控負載工作情況，分析支路電源的運行特性，從系統整體和支路電源特性出發保證供電系統的穩定和高效率運行。

1 系統設計原理

1.1 系統結構

雙電源并聯供電系統的結構如圖1所示，該系統由DC-DC電源電路、電流檢測、均流電路和單片機控制器等組成，兩個電源模塊通過電流總線向一個負載供電，電流傳感器能夠檢測各支路及總線電流值。

圖1 系統結構圖

1.2 可變比例分流電路設計

本設計應用UC3902結合乘法器實現自主分流控制。UC3902是UC公司開發的負載均衡控制芯片，使多個并聯在一起的電源模塊承擔的負載電流量相等，負載均衡是通過單片機檢測各支路電流并控制每個模塊的功率級完成的，由于均流信號來自取樣電阻，故目前并聯供電模塊只能按固定比例（一般為1：1）進行均流。可變比例分流是通過在UC3902均流控制器的基礎上引入乘法器實現，原理如圖2所示，UC3902的輸入信號為DC/DC模塊輸出支路通過取樣電阻Rs的電流值的與DA輸出電壓的乘積，UC3902可根據輸入的電流信號自動調整兩路DC/DC模塊的輸出電流符合比例規則，單片機改變DA的輸出電壓值，可精確調節分流比例。由于分流控制直接由均流芯片完成而不需要通過單片機控制，因而具有較好的精度及響應速度。

1.3 電流采集及均流控制電路

采用UC3902結合乘法器的均流控制電路如圖3，為實現電流比例的

調節，在UC3902的電流檢測放大器前端引入乘法器AD633，AD633的X端連接檢測電流的取樣電阻，Y端連接DA輸出，根據公式，AD633輸出可根據式（1）計算。

W= （1）

AD633后接一級運放，設定固定放大倍數為A==10，因此UC3902

的SENSE端輸入電壓為USENSE=ISENSE*RSENSE*UDA*10，因母線電壓與USENSE成正比，當檢測電阻RSENSE固定時，根據公式可知母線電壓與ISENSE*UDA成正比例，因此，可調節DA的值來控制兩路電流的比例系數。

1.4 單片機程序設計

主控程序流程如圖4所示，通過鍵盤可選擇系統的工作模式，在自動均流模式下根據檢測的負載電流值按約束規則進行比例分配；在可變比例模式下，系統通過按鍵輸入分流比例，進行恒比例分流控制。當檢測到的電流過大，如超過4.5 A，則進行過流保護。

2 系統測試

為進一步驗證系統設計的科學性并檢驗系統運行指標，按該方案在實驗室設計一套模擬雙電源并聯供電系統樣機進行測試。

1）設置系統在自動均流模式下運行，改變負載大小，調整負載電流，系統按總線電流大小遵循一定約束規則分配支路電流。自動模式約束規則：總線電流小于1.5 A或大于2.5 A，支路分流比例1：1；總線電流介于1.5 A到2.5 A，支路分流比列為2：1，測試數據如表1。

2）設置系統在可調流模式下運行，通過鍵盤改變分流比例，改變負載大小，調整負載電流，系統設定比例分配支路電流，測試數據如表2。

3 結論

本文在分析傳統并聯供電均流控制技術的基礎上，提出了一種應用單片機控制的并聯供電系統設計方案，實現并聯支路的可變比例分流控制，解決在多電源供電系統中模塊電源存在差異性問題，提高了并聯電源分流精度、運行的可靠性及工作效率，為并聯電源智能化管理與監控提供一種很好的解決方案。由于系統架構設計合理，功能電路實現較好，模擬系統的性能優良且運行穩定，其中，最大均流誤差小于1.0%，系統工作效率高，保護電路工作正常。

參考文獻

[1]童詩白,華成英.模擬電子技術基礎[M].高等教育出版,2003.

[2]孫存娟,王旭東.基于UC3902模塊電源并聯均流技術的研究[J].電力電子技術,2009,02.

[3]張天芳.開關電源的并聯運行及其數字均流技術[J].淮海工學院學報(自然科學版),2006,01.

[4]彭建學,葉銀忠,劉以建.分布式直流開關電源并聯技術[J].上海海事大學學報,2009,01.

第5篇：開關電源設計方案范文

【關鍵詞】等離子電視;電源;電磁兼容

1.等離子電源的EMI分析

電源部分是整機的能源提供者，所以電源品質的好壞決定了系統工作的狀態。我們先進行需求分析：等離子電視功耗大于75W，根據標準要求必須加PFC電路，提高有功功率。由于有待機功耗要求，因此采用反激加諧振的方式，這樣既滿足了驅動要求，又滿足待機功耗要求。

因此電源部分共包含4個大的模塊，電源輸入端濾波整流電路、PFC電路、諧振電路、反激電路。

（1）濾波整流電路。既抑制電源本身的干擾通過電源線進入供電網絡，又防止供電網絡的干擾進入電源。

（2）PFC電路。PFC電路工作過程中，MOSFET管在工作時由柵極驅動脈沖控制通斷狀態，引起干擾。PFC電路中的二極管在導通和截止狀態間切換，反向恢復電流也會引起干擾。

（3）反激電路和諧振電路。反激電路和諧振電路中的MOSFET在切換通斷狀態時兩端電壓產生突變，變壓器初級線圈中電流產生反電動勢，次級電路中二極管在通斷過程中存在反向恢復電流，這些都引起干擾。

2.電源的EMC設計

2.1 EMI濾波電路

為了抑制整機電路和電源自身所產生的干擾不向外傳播，也為了外部電網的干擾不進入電源和整機，在電源入口處設計了EMI濾波電路。

開關電源的干擾分為差模干擾和共模干擾，共模干擾是火線或零線與地線之間產生的干擾，差模干擾是火線與零線之間產生的干擾。

2.1.1 差模濾波

開關電源的差模傳導騷擾，主要是由電路中開關電源在開關動作時在電源輸入線上產生一個周期性的電流信號。由于電解電容作為儲能電容，存在ESR和ESL，當周期電流信號經過儲能電容時，電容兩端就會產生電壓降，這個電壓降導致電源端口產生電流回路，形成差模傳導騷擾，并通過LISN把干擾傳導到接收機。

變壓器初級線圈、開關管和濾波電容構成的高頻開關電流環路，使高頻電流反饋到交流電源中形成干擾;同時，變壓器初次級間的分布電容會使初級回路中產生的干擾向次級傳遞，加大干擾傳遞環路，使更多電流流入LISN，加劇干擾。

當電路中添加了差模濾波后，差模電流減小回流路徑，減少對接收機和電網的干擾。

2.1.2 共模濾波

開關電源的共模傳導騷擾，主要是由開關電路中的電壓瞬變造成的，開關管的負載為高頻變壓器初級線圈，為感性負載，在開關管開關瞬間，在初級線圈的兩端出現較高的浪涌尖峰電壓，而由于初級線圈和次級線圈之間的分布電容、電源線對地線的阻抗、次級線圈電源和地之間電容的存在，構成了電源和地之間的電流回路，形成共模干擾。

當電路中添加了共模濾波后，共模電流回流路徑減小，減少對接收機和電網的干擾。

2.1.3 濾波電路設計

我們設計EMI濾波器如圖1所示，電路包括兩級濾波結構，共模電感L103、共模電容CY102、CY102和差模電容C101組成第一級，共模電感L104、共模電容CY103、CY104和差模電容CX102組成第二級。R104、R105、R106為泄放電阻，保證電源斷電后迅速放電到安全電壓以下。

由于變壓器初次級分布電容的存在，引起共模干擾，因此可以通過減小初次級分布電容改善共模干擾，可以在變壓器初次級間增設屏蔽層。同時將變壓器屏蔽層接至初級的中線端，還可以抑制差模干擾。

圖1 EMI濾波電路

2.2 PFC電路

電路中由于MOSFET的開關狀態引起干擾，因此我們針對MOSFET加抑制措施，可以通過以下方法改善PFC電路的干擾：

調整驅動電阻R422、R423，改變開關速率;

MOSFET漏源極加吸收電容C410;

電阻D410兩端加磁珠BD1、BD2吸收干擾。

圖2 PFC電路

2.3 反激電路

在電路中，初級部分由于MOSFET通斷引起的干擾，我們通過電阻R210、電容C207、二極管FR107組成的吸收電路進行抑制，二級管采用快恢復二極管。也可以通過調節MOESFET柵極輸入的PWM脈沖改變MOSFET開關頻率來進行改善。

次級部分二極管的反向恢復電流引起的干擾，我們通過在二極管兩端并聯電容C301來吸收。如圖3a所示。

2.4 諧振電路

電路中通過調整MOSFET驅動電阻R515、R516和R518、R519來設置不同的開通和關斷時間，減小MOSFET的開關帶來的干擾，如圖3b所示。

圖3 反激電路和諧振電路

2.5 PCB設計

開關電源EMI設計中，PCB布板是非常關鍵的一環。優秀的PCB布板，即使有干擾源，也能最大程度地阻斷傳播途徑，將干擾水平降到最低;不良的PCB布板，即使干擾源不大，也會通過走線將其放大并傳播出去，甚至產生較大的干擾。PCB布板主要注意以下幾點：

（1）大電流信號走線要順、短、粗;

（2）大電流信號和小信號要分離走線，避免功率信號干擾小信號;

（3）不同系統之間的共地信號連接點盡量唯一確定;

（4）存在電流環路的地方，比如反激電路漏極的吸收環路，應該盡量使環路面積最小。

3.小結

通過對等離子電視電源的干擾分析，針對電路模塊設計出一套濾波電路，該套電路應用后，傳導和輻射都得到較好的抑制，配合整機的設計和整改，測試結果合格，滿足了項目要求。

參考文獻

第6篇：開關電源設計方案范文

關鍵詞：電視發射機；功率放大器；組成及設計

中圖分類號：TP1

文獻標識碼：A

文章編號：1672-3198(2009)13-0286-02

1　引言

我國的各大電視臺發射機至今仍基本處于模擬階段，數字發射機的研制工作也剛剛起步。在數字發射機中，通常情況下，數字電視信號經COFDM方式調制后輸出中頻模擬信號，通過上變頻送入放大部分。該調制方式包括IF-FT(8K)和IFFT(2K)兩種模式，分別由6817和1705個載波組成，每個載波之間頻率間隔非常近，所以交調信號很容易落在帶內，引起交調失真，線性較差的放大器將會嚴重影響數字發射機的關鍵指標MER(調制誤差率)和Shoulder(帶肩)。因此，要求放大部分應工作于線性狀態，以免影響信號質量。本文的內容是根據問題產生，研究電視發射機中功率放大器的基本模塊以及設計的相應方案。

2　電視發射機的功率放大器概述

2.1　電視發射機功率放大器的基本要求

電視廣播對發射機的最基本要求是功率放大器應有足夠高的功率增益。功率放大器是寬帶放大器，能覆蓋整個UHF波段，在發射的頻道改變時無須進行逐個頻道的調整，各級功率放大器模塊采用最先進的進口全固態放大管。基本的要求是：放大器具有高線性、寬動態范圍，即數字調制信號在動態峰值范圍內時發射機仍有良好的線性；即使在有模塊缺損的狀態下，發射機仍舊能播出；發射機應有足夠高的頻率精度和頻率穩定度、低的相位噪聲，以保證被傳輸信號具有盡可能低的誤碼率和信雜比。

2.2　電視發射機功率放大器的技術指標

DVB_T地面數字電視發射機中功率放大器的具體常規指標主要如下：

頻率范圍：470MHz到860MHz；放大方式：甲乙類線性放大；輸入阻抗：50Ω；輸出阻抗：50Ω；反射損耗：≥15dB；輸入功率：1W(額定)；輸出功率：1000W(最大)；電源輸入：120VDC±15％；功率消耗：1800W(最大)；射頻輸入接口：N頭(陰頭)；射頻輸出接口：DIN7/16頭；保護：射頻反射功率過大(≥50W)、過流、過熱；冷卻方式：強迫風冷；環境溫度：－5℃到45℃；海拔高度：最高3000m；重量：大約15kg。

2.3　電視發射機功率放大器的構成

DVB_T地面數字電視發射機中主要有500(W)和1000(W)，其中500(W)有兩個功放模塊，1000(w)有4個功放模塊。功放單元大體包括以下九個功能模塊：射頻控制模塊；100W功放模塊(射頻驅動級)；四路功率分配器；270W功放模塊(射頻放大級)；四路功率合成器；電源軟啟動；3.5kw DC/DC開關電源；控制和顯示模塊；冷卻系統。

3　電視發射機功率放大器的設計方案

3.1　射頻控制模塊

輸入功放的射頻信號先送到本模塊，經過處理后，再放大，然后送到100W功放模塊(射頻驅動級)。具體處理過程，按先后排列如下：

(1)增益控制電路。調節功放前面面板上的增益調整電位器，通過功放的控制模塊，產生增益控制命令。該命令送到本模塊。調節射頻信號的增益。調節范圍：+1-3 dB。

(2)相位調整電路。調節功放前面面板上的相位調整電位器，通過功放的控制模塊，產生相位調整命令。該命令送到本模塊，通過MB藕合器來調節射頻信號的相位。調節范圍：+35-35度。

(3)放大電路。射頻信號經3dB耦合器后，分為2路，由MRF6522-10放大，再經3dB耦合器合成。其中包括：輸入射頻信號功率測量，射頻預驅信號功率測量以及偏置控制等。

3.2　270W(末級)功放模塊

由于數字發射機的信號是寬帶信號，所以要求功放模塊具有很好的線性度和內均勻的增益。功放模塊由兩塊AB類BLF861 LDMOS、偏置電路和匹配網等構成，使用3dB定向耦合器作為二等分功率分配器和功率合成器。270W功能模塊電路框圖如圖1所示：

3.3　控制模塊

控制模塊的作用：采集來自射頻模塊的采樣信號，進行處理，產生控制功放源模塊的命令；將功放的狀態通過顯示板，顯示在功放單元的前面板上；接受來自控制器的命令，同時將功放的工作狀態送到控制去。

3.4　四路分配器和四路合成器

四路分配器和四路合成器都利用微帶線實現功率分配或功率合成。四路分配器將100W功放模塊放大后輸出的射頻信號，分配到四個270W功放模塊的輸入端，作為功放模塊的激勵信號。由于考慮到各個端日之間的隔離度以及反射功率的吸收，安裝了平衡電阻。為了減小的反射功率，設計了多段1/4的阻抗變換電路。

四路合成器將4個270W功放模塊放大后輸出的射頻信號，進行合成。為了減小的反射功率，同樣設計了阻抗變換電路。四路合成器的輸入通過L29接頭，送往功率合成器。

3.5　開關電源系統

開關電源系統，將來自電源的+140VDC，通過開關變換的方法，轉變為功放模塊所需的+32VDC。同時，把電流和輸入輸出電壓的采樣信號送給控制板，根據控制板的命令，提供過流保護和過壓保護。開關電源系統框圖如圖2所示：

第7篇：開關電源設計方案范文

【關鍵詞】LED筒燈；驅動電源電路；反激式；BP3105

1.引言

在全球能源日益短缺、環保要求不斷提高的情況下，LED燈具正逐漸成為當下及未來照明市場的發展方向。LED照明具有光效高、易控制、壽命長、節能環保等顯著優勢，是人類繼白熾燈、熒光燈之后新的照明革命。目前LED燈具已廣泛應用于室內、室外、景觀照明，在室內照明LED燈具中使用較普遍的是筒燈、射燈、平板燈、球泡燈。隨著LED技術的迅猛發展，LED在照明市場被業界認為在未來10年成為最被看好的市場以及最大的市場，LED燈具也將是取代白熾燈、熒光燈的最大潛力商品。

2.LED筒燈市場分析

筒燈是在工程建設中用量最大的室內工程燈具，它廣泛用于在商場、賓館、寫字樓和家庭裝修中，它是一種點光源燈具，通常是嵌入在天花上作為空間照明使用。筒燈的光源主要是節能燈、LED兩大類。相比較而言，LED除了價格較貴外，其他主要性能都明顯高于節能燈，例如光效方面：螺旋節能燈為60lm/W、2010白光LED為120lm/W；壽命方面：螺旋節能燈

筒燈根據安裝方式主要分為嵌入式和明裝式，其中嵌入式占據近95%的市場；根據燈杯尺寸主要可分為2.5、3、4英寸（民用）和3、4、5、6、8、10英寸（工程），其中4英寸使用最多；根據結構可分為自帶控制裝置式（即一體式）和控制裝置分離式，其中一體式LED筒燈市場很少見。

3.LED筒燈設計方案

結合市場分析和成本控制，本設計任務確定為一款4英寸一體式LED筒燈。主要光電性能符合國家《LED筒燈節能認證技術規范》CQC3128-2010。

3.1 LED筒燈技術參數

功率：一般市場常見4英寸筒燈匹配緊湊型節能燈功率為9-15W左右，根據工程常規通用換算公式LED1W=節能燈1.5-2W，確定本設計輸出功率為10W。

功率因數≥0.8，電源效率≥80%，初始發光效率≥80lm/W。

3.2 LED筒燈總體結構設計

LED筒燈由以下幾部分組件構成，總體結構圖如圖1所示。

（1）外殼：由反光杯和散熱器構成。散熱器選用散熱良好的車鋁型材構成，選用常見的太陽花形式。散熱器底部通過導熱硅脂在外側與反光杯底部緊密連接，反光杯底部內側與LED光源的鋁基板通過導熱硅脂緊密相連。

（2）燈罩：選用亞克力導光板，其具有超薄、亮度高、導光均勻、節能環保、無暗區燈特點，配合多顆均勻散布的小功率LED燈珠，使燈具發光更加均勻，沒有光斑。

（3）LED光源：由鋁基板（MCPCB，35μm銅層及1.5mm鋁合金）和30個標稱0.32W的LED燈珠組成，避免了使用少量大功率燈珠帶來的發光不均勻的弊病。選用30顆首爾STW8Q14BLED燈珠組成10串3并的結構。STW8Q14BLED典型光電參數：色溫2600-7000K，光通量30.5lm（2600-3700k），32lm（3700-7000k），正向電壓降VLED=3.2V，正向電流ILED=110mA，結溫RJC=18℃。LED的散熱墊與PCB的敷銅層采用回流焊焊在一起。

（4）驅動電源：因為單個LED工作電壓為低電壓，且工作電壓范圍很窄，通常不能直接供電，否則極易損壞。本設計選用恒流驅動，可以避免LED燈珠正向電壓變化所導致的工作電流變化，從而提高LED發光的光視效能和穩定度，延緩光衰。所以采用恒流驅動芯片，電源沿用常用的單開關反激式電路。驅動電路板設計成環形，外裝塑料外殼，與燈具外殼固定相連，散熱器從其中間穿過，構成一體式結構。

4.電路設計

4.1 BP3105芯片簡介

BP3105是一款高精度的LED恒流控制芯片，適用于輸入全電壓范圍的反激式隔離LED恒流電源。采用原邊反饋模式，無需次級反饋電路，也無需補償電路即可實現恒流，系統成本低。芯片內帶有高精度的電流取樣電路，使得LED輸出電流精度達到±3%以內。BP3105采用小體積SOT23-5封裝，管腳封裝圖見圖2。其中GATE為外接NMOS管驅動端；CS為電流采樣端，采樣電阻RCS接在CS與GND之間；FB為輔助繞組的反饋端。BP3105具有多重保護功能，包括LED開路保護、LED短路保護、芯片過溫保護、過壓保護、欠壓保護、FB短路保護等。當Vcc電壓高于16V時，芯片關斷外部功率管，芯片自動重啟直到外部過壓狀態解除；Vcc內部自帶19V鉗位電路，以防止異常條件下芯片損壞。芯片內部熱保護電路檢測結溫度。過熱保護閾值設置在160℃，遲滯為30℃。當結溫度超過閾值（160℃）時，將關斷功率MOSFET，直到結溫度下降30℃后，MOSFET才會重新使能。當輸出出現LED短路或LED開路時，系統將自動進入低功耗模式，同時不斷檢測負載狀態，直到故障解除。當故障解除后，系統自動恢復正常工作。

4.2 驅動電路設計

LED筒燈驅動電路見圖3和圖4。其中圖3為輸入EMI濾波電路和橋式整流電路，圖4為基于BP3105芯片的恒流驅動電路。

圖3中F1為保險絲，起過流保護作用；RV為壓敏電阻，起過壓保護作用；D1-D4為橋式整流電路。Ld1、Ld2、C1、C2組成EMI低通濾波器，Ld1=Ld2，C1=C2，用于共模方式的EMI抑制。共模電感Ld1、Ld2對稱地繞在同一磁芯上，在正常工作電流范圍之內，由于磁性材料產生的磁性互相補償，從而能避免磁飽和，對共模干擾信號呈現高阻抗，而對差模信號和電源電流呈現低阻抗，這樣就保證了對電源電流的衰減很小，而同時又抑制了電流噪聲。EMI濾波器既抑制了來自電網的電磁干擾，同時對驅動電源自身產生的電磁干擾也起衰減作用，以保證電網不受污染。

圖4中C1、C2、R2、D5-D7構成逐流濾波無源功率因數校正電路，C3作為直流端濾波電容。加入逐流電路后在每半周期內，將交流輸入電壓高于直流輸出電壓的時間拉長，圖3中整流二極管D1-D4的導通角就可以增大達到120度以上，交流電源輸入電流為零的死區時間則縮短，電流波形也更趨接近正弦波，減小了電流畸變因子，從而提高電路輸入功率因數，由0.6變到0.9，同時降低輸出直流電壓，至少比橋式整流電容濾波電路的直流輸出電壓低15%。經過逐流電路后，由T1、Q1、D7、C6構成的反激式開關電源電路完成隔離輸出和變壓功能，控制芯片IC1實現反激式開關電源電路的開關控制功能。反激式開關電源電路具有電路結構簡單、安全隔離、成本低的優點，特別適合小功率LED驅動電源的要求。D6、R6、C5構成反激式開關電源電路的吸收電路，在開關Q1關斷后，吸收開關上的尖峰電壓。

BP3105芯片僅需要25uA的啟動電流，系統上電后啟動電阻R5對電容C4進行充電，當電壓達到芯片開啟閾值14V時，芯片內部控制電路開始工作。系統啟動后，其由輔助繞組對Vcc端進行供電。芯片逐周期檢測變壓器主級側的峰值電流，CS端連接到內部的峰值電流比較器的輸入端，與內部500mV閾值電壓進行比較。當CS外部電壓達到500mV時，功率管Q1關斷，系統工作在電感電流斷續模式。BP3105芯片通過FB來反饋輸出電流的狀態，FB的閾值電壓設置在1V。R9、R10為反饋網絡的檢測電阻可以設置到300KΩ～750KΩ，同時利用分壓可以進行線電壓補償。變壓器T1主級側峰值電流：Ip=500（mV）/RCS，實際為了便于調整阻值，RCS用兩個電阻R3和R8并聯。

4.3 變壓器設計

根據BP3105芯片使用要求，系統工作在電感電流斷續模式，最大占空比為Dmax=0.42，中心工作頻率f=44KHz（在40KHz～48KHz之間便于通過EMI測試）。輸入直流平均電壓為200-280V，輸出直流平均電壓Uo=VLED*10=32V，輸出直流平均電流Io=ILED*3=330mA。

（1）確定變比

假設工作在斷續臨界點，最大占空比情況下，根據伏秒積分為零的公式（1）可算出變比，取7。其中Np 是變壓器初級的匝數，Ns 是變壓器次級的匝數，TR為次級電流流通時間。

（1）

（2）確定初級電感量

根據次級電流公式（2）和磁勢平衡公式（3），可以算出變壓器原邊峰值電流Ip=180mA。公式（4）為臨界連續時原邊電感量計算公式，其中電源效率取0.7，在斷續工作狀態下，電感取值應小于該計算值。根據實際實驗結果，變壓器初級電感量定為1.7mH。

（2）

（3）

（4）

（3）確定繞組匝數

根據輸出功率10W選擇變壓器E19磁芯，4+3引腳骨架，變壓器骨架尺寸見圖5。鐵芯材料選常用的PC40錳鋅鐵氧體，Bs=3000G，Br=95G，Ae=0.23cm2。根據公式（5）確定初級繞組匝數，其中ΔB=Bs-Br，余量系數F取0.6。最終選擇N1初級繞組（4、5引腳）167匝，線徑0.25；N3次級繞組（6、7引腳）24匝，線徑0.15；N2反饋繞組（1、3引腳）66匝，線徑0.35。繞組之間覆蓋2層聚酯膜。

（5）

5.散熱器設計

在熱的傳導過程中，各種材料的導熱性能不同，即有不同的熱阻。熱阻越小，其導熱性能越好。太陽花形散熱器是LED筒燈廣泛采用的一種散熱形式。設Y為最優翅片長度，X為芯片功率，根據線性擬合公式Y=4.0333（X-12）+34.422nn，可以計算出最佳翅片長度為26.355mm。翅片厚度的增加，并不能有效增大翅片散熱面積，相反卻會造成散熱器重量的增加，提高成本。但考慮到散熱器翅片采用擠壓工藝成型，對厚度有一定下限要求，在保證大于1mm前提下，盡量減薄以降低散熱器的制造成本。根據計算經驗，翅片間隔需要大于4mm，才能保證自然對流的順利進行。本設計采用一體化結構，散熱器放從環形驅動電源中間穿過，外形圖見圖6，總直徑只能限制在70mm內，本設計中所用太陽花散熱器翅片長20mm，厚1mm，數量36*2=72，翅片間隔3mm。

6.測試結果分析

使用遠方電參數測試儀、積分球對整燈進行測試。

光電實際測試結果：功率因數=0.9，實際輸出功率=10.2W，電源效率=80%，初始發光效率=82lm/W，全部符合設計要求。

溫度測試結果：環境溫度TA=25℃，LED散熱墊的溫度TC=70℃。LED工作狀態：VLED=3.2V，正向電流ILED=110mA，極限工作結溫TJmax=125℃。TJ=RJC（VLED×ILED）+TC=18℃/W（3.2V×110mA）+70℃=76.3℃

7.結論

文章結合LED照明發展現狀，設計了一種基于BP3105恒流驅動芯片的小功率LED筒燈。本設計把控制電源設計成環形，與燈具外殼連接在一起形成整體，這種一體式的結構非常方便用戶安裝；利用多顆小功率LED燈珠構成燈盤，配合導光板，很好地實現了光源的均光性；利用逐流電路提高功率因數到0.9；利用恒流芯片構成的反激式開關電源結構簡單，性能穩定，成本較低。經測試光效達82lm/W，燈具內部LED散熱墊溫度70℃，可以大大延展壽命。目前經過小批量試產的產品應用情況良好，驗證了設計方案的可行性和正確性。

參考文獻

[1]曹白楊.電子產品設計原理與應用[M].北京：電子工業出版社，2010.

[2]楊恒.LED照明驅動器設計步驟詳解[M].北京：中國電力出版社，2010.

[3]劉勝利.高亮度的LED照明與開關電源供電[M].北京：中國電力出版社，2010.

[4]郭慶明，何云峰，王昌明，張愛軍.單端反激式開關電源變壓器[J].電子設計工程，2010（5）：165-168.

[5]周翠娟.節能燈具設計中的關鍵技術研究[D].上海：上海交通大學，2008.

[6]閻軍，孫興盛，王乜，王舒，毛火華，劉書田.半導體照明燈具典型散熱結構分析與優化[J].固體力學學報，2010（12）：291-293.

[7]James Brodrick，李雪.LED筒燈的近期性能評估[J].中國照明電器，2008（12）：35，28.

[8]CQC3128-201.LED筒燈節能認證技術規范[S].北京：中國質量認證中心，2010.

第8篇：開關電源設計方案范文

Abstract: Programmable Meter Tester with PWM power supply design raised the overall hardware design. Direct digital wave synthesis can produce a variety of broadband quadrature modulation signals and other signals, programmable and fully digital, flexible control. It is so convenient, and highly cost-effective, and the use of electromagnetic compatibility measures is adopted to improve the system electromagnetic compatibility.

關鍵詞:程控電度表校驗臺;PWM電源;電磁兼容

Key words: program-controlled checker of electric meter;PWM standard power supply;EMC

中圖分類號:TM71 文獻標識碼:A文章編號:1006-4311(2010)21-0223-01

0引言

我國的電度表產銷量世界第一,但作為電度表生產重要環節之一的電度表校驗水平卻明顯跟不上發展,雖然國內已有廠家開始生產電子式校驗臺,研發的重點都放在電度表校驗自動化和高精度程控信號源設計兩項技術上,但因程控電源均采用線性功放,而線性電源又因功放原理限制,其輸出效率低、輸出功率小不適應大批量的生產線。國外產品也只有德國EMH的全自動電度表校驗臺進入了我國,因采用PWM程控功率電源,其輸出功率大,輸出效率高,完全適應電度表生產線,但因價格太高,因此一直無法推廣。

1程控電度表校驗臺用PWM電源總體設計方案

三相程控電度表校驗臺用PWM電源的原理圖如圖1所示,由信號發生器、PWM功放、輸出變壓(變流)器、濾波器、電壓(電流)互感器、反饋網絡、PC及控制中心、儀用接口、面板顯示、鍵盤等組成。

1.1 信號發生器信號發生器原理框圖如圖2所示,它采用直接數字波合成技術,產生可程控調幅、調相、調頻的三相正弦信號(六路并含直流基準)輸出。

直接數字波合成技術工作原理是由代表時間的電子計數器同波形存儲器的地址相連,波形存儲器各單元中存放對應的波形函數值,當計數器工作時,可從波形存儲器中依次取出對應的函數值,再經過波形合成器便可在其輸出端得到所需的波形。

1.2 濾波器的設計由于PWM輸出是經脈寬調制的方波,其諧波分量非常豐富,要得到一定精度的正弦波就需要對輸出方波加以濾波。因此采用二階濾波器實現濾波功能。

1.3 高精度互感器互感器是能按比例的變換被測交流電壓或電流的儀器。其中,變換交流電壓的稱為電壓互感器,變換交流電流的稱為電流互感器。在測量中,采用互感器變換量限,與采用分流器和附加電阻變換量限比較起來,具有以下優點:降低儀表功耗、隔離高壓可以做到一表多用、節約設備費用。因脈寬調制功放帶有很大的波形失真因此加入了采樣互感器和反饋網絡,用以提高幅值和相位穩定度,減少負載響應,更重要的是減少波形失真。

1.4 PC機控制中心這部分是程控電源獨有的。它的主要任務有兩個:一是內附控制,包括產生何種波形、調頻、調相、調幅控制、量程轉換、自診與自保護、工作過程控制及測量和數據處理等。二是通過儀用接口聯網,由系統PC控制工作,這是構成全自動校驗臺的關鍵所在。本方案中采用多CPU協同工作方式,主CPU負責整機的控制及數據處理、通訊,另有1個CPU負責測量工作,其它6個CPU分別負責控制所在機箱的控制及數據處理。

1.5 測量電路測量單元是從輸出端測量電壓、電流、相位、頻率等,一方面用于電源顯示,更重要的是用于反饋,PC根據測量結果進行反饋控制及調整,并和硬件一起構成軟硬件復合反饋網絡。另外提高測量準確度,并完善校準方法,即可構成標準電源。

1.6 自診和自保護保護是測試電源的重要環節。電源工作經常因為操作錯誤等造成過載、短路、開路,直流開關和PWM本身均設有自動硬件保護。同時還采用了軟硬件復合保護,經保護采樣電路把報警信號送入PC及控制中心,經處理后,PC及控制中心控制切斷直流電源,同時發出報警信息。

2PWM電源系統的電磁干擾

在電度表校驗三項程控標準源系統中存在著許許多多的干擾源。該系統是個強弱電并存的系統,對弱電系統部分來說,有強電部分的諧波輻射和經過信號線等的耦合噪聲、系統供電的開關電源噪聲、由于分布參數等引起的反射、接地噪聲、三相交流電輸入耦合噪聲等等。對輕弱電混合的系統而言,由于PWM信號諧波噪聲、功率器件切換引起的。一方面,在電感上產生很大的尖峰電壓,疊加在開關器件兩端,嚴重威脅開關器件的安全,另一方面,由于分布電感和電容的耦合作用,功率電路的尖峰電壓、尖峰電流耦合到PWM系統控制電路等,使控制電路等產生誤動作。此外,還有變壓器的非線性(有類似混頻功能)產生諧波噪聲耦合。

第9篇：開關電源設計方案范文

關鍵詞：高頻變壓器　發展現狀

隨著電子信息技術飛速發展，各類小型輕量化的電子設備的電源系統層出不窮，其迅速擴張的用戶群從側面表明了這類電源系統的使用性能不容質疑。此類電源系統的核心部件是開關電源變壓器，它是開關電源系統體積和重量的主要占有者和發熱源，主要用于能量（功率）的轉換與傳輸。開關電源變壓器的高頻化，是確保開關電源系統使用性能的前提下，使其平面智能化、小型輕量化的技術關鍵。

1　高頻變壓器的商品屬性

電源在市場發展中主要追求的指標是效率高、體積小、成本低。高頻電源變壓器屬于商品，具有一般商品的屬性，所以它的設計無異于其他商品，用戶都是根據其功能和使用性能選擇性價比高的產品。目前，這類產品呈現出短、小、輕、薄的發展趨勢，大大節省了制作成本。而高頻電源變壓器作為一項關鍵性技術，也應該體現出短小輕薄的特點。

產品成本涵蓋了產品的設計研發、材料選擇以及生產等各環節所需的成本。筆者結合自身工作經驗，總結了一些數據，把該產品的電流密度、鐵損銅損比例、漏感與激磁電感比例、原邊與副邊繞組損耗比例清楚的體現出來，并提出了關于結構改進設計、窗口填充程度、繞組導線設計的新方案。

隨著變壓器的推廣應用，其生產制造技術也獲得長足發展，可以預測，未來的它將在節能低噪、提高可靠性、環保特性認證、變壓器拓展容量、變壓器多功能組合及多領域發展等幾方面獲得進一步發展。

2　電子變壓器的最新發展

傳統的電子變壓器一般都是在普通鐵氧體磁芯上纏繞銅線繞組，體積比較大，轉換效率不高。經過一代又一代的技術改良和創新，電子設備在體積、重量上呈現出逐漸縮小的趨勢。目前，以移動電話、筆記本電腦為代表的多種便攜式電子設備層出不窮，電子設備以朝著智能化、小型輕量化的方向發展。電子設備體積的大小主要取決于電源體積的大小。電源系統內裝有變壓器、電感器磁性元件，需要根據電源系統的功率容量來設計該元件的體積。由于電源技術的改進大大提高了工作頻率，磁性元件的體積逐漸縮小，變壓器和電感器迎來了微型發展時代，尤其是在航空發展和計算機通信領域貢獻卓著。國際市場也出現了平面變壓器、集成變壓器和采用微制造工藝的芯片形式的微型變壓器。

2.1　整體結構　為真正體現出短小輕薄的特點，我們不斷加大科研力度，依托高新技術推進高頻電子變壓器結構更新換代，實現其由立體結構向平面結構、片式結構乃至薄膜結構轉型，制造出平面變壓器、片式變壓器、薄膜變壓器。高頻電子變壓器結構的更新換代，不但形成了新的磁芯結構及線圈結構，促使基礎材料的研發和應用不斷推陳出新，同時也為產品的設計和生產創新了發展思路。對于產品設計，首先要厘清新結構電磁場分布的情況，甄選最佳設計方案，然后解決各層結構中存在的問題。對于產品的生產，要敢于嘗試多種加工方法，在確保產品性能的前提下使工藝操作自動化、機械化。在MHz級高頻電子變壓器中，空心變壓器在眾多領域被廣泛使用。探討空心變壓器的結構、設計方法、制造工藝和應用特點也是其研究和發展方向。

2.2　磁芯材料和結構　對于由軟磁材料構成的電磁感應高頻電子變壓器來說，磁芯最為關鍵。在高頻電子變壓器安裝磁芯是為了拓寬溫度范圍，減少損耗，進而節省生產成本。根據電磁性能、散熱、用量及成本信息，設計出相應形狀、尺寸的平面磁芯、片式磁芯及薄膜磁芯，就成了技術討論的重要課題。目前有很多企業已瞄準了高頻電子變壓器市場，并且開始嘗試研發新的產品，或對嘗試已有產品進行技術改進。

目前，用于制造高頻電子變壓器的磁芯材料主要是軟磁鐵氧體，大部分設計單位關心的是采用何種工藝流程更節省生產成本，或哪種產品更有市場前景。

在工藝流程上，許多單位都在研究自蔓延高溫合成法（SHS），即通過反應物內部的化學能來完成材料合成。該操作工藝工序簡單，生產效率及產品純度較高，而且耗能低、環保，能夠合成Mg、MgZn、MnZn、NiZn鐵氧體，可以進行規模化生產。火花等離子燒結法（SPS），可以制成多層MnZn鐵氧體和坡莫合金復合軟磁材料磁芯，這種復合軟磁材料磁芯融合了MnZn鐵氧體的高頻低損耗特性和坡莫合金的高磁導率高飽和磁密特性，會大大提高高頻電子變壓器的性能。除此以外，諸如機械合金法、新型水熱合成法、快速燃燒合成法、水熱合成法、微波燒結和自燃燒合成法等工藝的研發和應用也有了新的突破，而且都能在確保產品性能的前提下節省生產成本。

由于軟磁鐵氧體的飽和磁密低，相較于100kHz以上的高頻范圍的軟磁材料來說，在20kHz～100kHz的較高頻范圍內的軟磁材料的性價比稍遜一籌，其他幾種軟磁材料在20kHz～100kHz的較高頻范圍內，無論在性價比方面還是在質量方面，與軟磁鐵氧體都相差無幾。每一種軟磁材都有其使用范圍和特性。所以，未來用于制作高頻電子變壓器的軟磁材料的主要研究方向是，如何利用材料本身的特性形成產品的技術優勢。

由于硅鋼的飽和磁密高，性價比高，因此最近出現了6.5％硅鋼、梯度硅鋼、含鉻的硅鋼、超薄帶硅鋼等一系列高頻用硅鋼。其中，含鉻的硅鋼已作為25kHz的電子變壓器、70kHz的電子變壓器的生產材料廣泛采用。目前，硅鋼使用的工作頻率高達325kHz。

高磁導坡莫合金的磁導率高，雖然對使用環境要求不高，但成本高。如近幾年出現的用于軍工設備及特殊生產行業的坡莫合金超薄帶，其使用工作頻率均在1MHz以上。

另外還有造價相對較高的鈷基非晶合金，它的能耗最低，綜合考慮其性價比，目前它只適用于生產200kHz與1MHz的高頻電子變壓器。

近幾年來，軟磁復合材料已在高頻電子變壓器生產領域得到了推廣和應用。相較于以往的軟磁合金、軟磁鐵氧體來說，這種軟磁材料質量輕、密度小，其磁性金屬薄膜或金屬粒子能夠分布在非導體等多種材料中，從而大幅度提高工效，減少能耗。而且我們不僅能通過塑料工程技術，將軟磁復合材料注塑成線形復雜的磁芯，還能通過熱壓法將其加工成粉芯，不但節約生產成本，能大幅度提高生產效率，而且產品重復性和一致性好。另外，我們還可以通過不同的配比來改變軟磁復合材料的磁性，比如上文提到的軟磁鐵氧體和坡莫合金組成的復合材料，目前使用的軟磁復合材料粉芯的工作頻率已超過10kHz，可以與高頻用濾波電感器中的軟磁鐵氧體替換使用。

就當前市場形勢來看，平面磁芯、片式磁芯、薄膜磁芯的研究和應用仍是目前技術研究的主線。傳統工藝大都通過改造軟磁鐵氧體磁芯來獲得平面磁芯。經過技術創新，我們目前已有了多種專業的高低度軟磁鐵氧體磁芯用于平面變壓器生產。把平面磁芯進一步壓縮得到的便是片式變壓器的磁芯，或通過共燒法來制作。就目前各種材料的發展趨勢來看，應用面較廣的薄膜磁芯和磁性材料可能成為MHz以上高頻電子變壓器的主要結構及磁芯材料，未來有望使薄膜電子變壓器的高度控制在1mm以內，并且可能廣泛應用在各種卡片內。我國正在進行這方面的研究。現在希望能把材料開發，電子變壓器制造領域應該與應用領域合力研究和開發，盡快使現有的薄膜軟磁材料變成高頻電子變壓器磁芯，使我國擁有薄膜變壓器的自主知識產權，助力電子信息技術的更新與發展。

2.3　線圈材料和結構　隨著高頻電子變壓器整體結構的發展，平面線圈、片式線圈、薄膜線圈成為了線圈結構研發的主要趨勢，其中也涵蓋了多層結構的設計和研發。除此以外，用于線圈結構的材料的研究也有了新的突破。

立體結構的高頻變壓器線圈，由于選用的導線材料要同時兼顧集膚效應和鄰近效應，因此可采用多股絞線（里茲線）或銅帶和扁銅線。絕緣材料采用耐熱等級高的材料，以便提高允許溫升和縮小線圈體積，采用雙層和三層絕緣導線，可以減少線圈尺寸。舉一個例子，最近，國內開發出以納米技術把云母泳涂在銅線上的C級絕緣電磁線，已經在工頻電機和變壓器中應用，取得良好的效果，估計在高頻電子變壓器中也會得到應用。

平面結構線圈，導線采用銅箔，大多數采用單層和多層印刷電路板制造，也有采用一定圖形的銅箔，多個折疊而成的。絕緣材料一般采用B級材料。

薄膜結構線圈，導線采用銅、銀和金薄膜，制成梳形、螺旋形、運動場形等圖形，絕緣材料采用H級和C級材料。也有采用多層結構的，或者是幾個多層線圈組合起來，或者是幾個線圈和幾個磁芯交叉重疊而成。總之，薄膜變壓器是現在正在大力開發的高頻電子變壓器，許多結構并不定型，也許，還會出現許多新的線圈結構。

參考文獻：

[1]羅慶華，盧建江.變電站高頻開關電源應用探討[J].中小企業管理與科技（上旬刊），2009（01）.