濾波電路的設計與仿真精選(九篇)

前言：一篇好文章的誕生，需要你不斷地搜集資料、整理思路，本站小編為你收集了豐富的濾波電路的設計與仿真主題范文，僅供參考，歡迎閱讀并收藏。

第1篇：濾波電路的設計與仿真范文

【關鍵詞】微帶濾波器;低通分布參數

Abstract：This paper introduces the specific parameters of microstrip low-pass filter of the production process.Data generation and the lumped parameter and distributed parameter is introduced in detail.The simulation results show that the circuit and parameters of this design can satisfy the design index.This design method has significance to development of low-pass filter.

Key words：MicrostripFilter;Low-Pass;Distribution Parameter

1.設計指標

本文設計針對最高工作頻率為6GHz的微帶濾波器，微帶線基片厚度為1mm，相對介電常數為=2.65，預期最終達到以下指標：

（1）微帶線特性電阻為50。

（2）最高工作頻率為6GHz。

（3）帶內衰減為0.1dB。

（4）在頻率10GHz時衰減大于30dB。

（5）工作溫度：-45℃～+65℃。

2.集總參數濾波電路設計

為了保證濾波器在6GHz處也能滿足指標，特選取=6.5GHz，在=10GHz時，采用切比雪夫特性的濾波器，根據帶外衰減陡度的要求確定濾波器的節數n，衰減波紋為1db，查表得到低通原型濾波器歸一化元件參量值：

g1=2.1349 g2=1.0911 g3=3.0009 g4=1.0911 g5=2.1349 g6=1.0000

由歸一化元件參數值換算成實際濾波器的集中參數元件參量值后，得到：

由此在ADS上進行集總參數低通濾波器的仿真，仿真結果表明，在10GHz該電路雖然能達到30dB的衰減，但是在6GHz通帶內的帶內波紋系數太大，無法滿足預設的帶內0.1dB的衰減。

因此也證明隨著電路工作頻率的升高，不再適合于使用集總參數元件構造濾波電路。一般情況下，當工作頻率高于500MHz后，就不再適用于集總參數濾波電路。所以需要使用基于分布參數電路構建的濾波電路。

3.集總參數轉換為分布參數方法

1）Richards變換：即利用一定長度的終端開路或者終端短路無耗傳輸線構造等效的電容或者電感，從而可以實現使用分布式參數電路替換集總參數濾波電路中的相應原件。

2）Kuroda規則：即是一種利用單位元件進行電路變換的規則（如圖1所示）。

得到各個阻抗的大小值，乘以阻抗50得到真實阻抗值：Z1=Z5=2.468的實際值為123.4，Z2=Z4=0.412的實際值為20.6，Z3=0.3323的實際值為16.615，ZUE1=ZUE2=1.41的實際值為70.5，ZUE3=ZUE4=1.681的實際值為84.05。

圖1 微帶濾波器結構圖

利用Richards變換將電感用短路線代替，電容用開路線代替。利用Kuroda將串聯線變為并聯線段，在濾波器的輸入、輸出端口引入兩個單位元件，設計出的電路結構圖如圖1所示。

4.電路仿真設計

根據此設計結果，利用ADS軟件調用微帶部分的仿真結果進行聯合仿真，得到分布參數電路原理圖，進而得到版圖，如圖2所示，使用的板材是聚四氟乙烯玻璃纖維板F4B，相對介電常數εr為2.65，板厚1mm，覆銅厚度17um，結構。

圖2 微帶低通濾波電路

通過版圖仿真特性圖3，其S（2，1）可看出在6GHz里，通帶衰減很小，一過6GHz后，衰減開始增大，當頻率到達10GHz后達到了30db的衰減，基本滿足微帶線低通濾波器的設計要求。

圖3 版圖仿真特性圖

5.總結

本文對于低通濾波器的制作，突出了分布參數低通濾波電路在中高端頻率的優點。介紹了集總參數到分布參數的轉換方法，其研究方法可以推廣到類似濾波器的開發。

參考文獻

[1]劉若冰，孫厚軍，等.X波段微帶高低阻抗線低通濾波器設計[J].微波學報，2012（8）：281-284.

第2篇：濾波電路的設計與仿真范文

基于課程特點以及電子技術的發展，傳統的授課方式已不能適應日益發展的技術要求。在多年的教學實踐與改革中，本教學中心不斷探索，逐漸將現代電子設計自動化技術的新方法、新工具和新手段應用于教學環節。本文以“頻率補償電路”為例，講述multisim仿真工具、filterlab濾波器設計軟件、protel DXP電路設計軟件等新工具在電子線路設計課程中的應用。

1 頻率補償電路設計

頻率補償電路是對某傳感器電路模塊（如圖1所示）的高頻特性進行補償，使其-3dB截止頻率為50KHz。

圖1 傳感器電路

經理論分析，該模塊的傳遞函數為：

（1式）

由傳遞函數可得該系統的零點為（13.2kHz），二重極點為（6.6kHz）。采用零、極對消方式，對該模擬模塊的高頻特性進行頻率補償，則頻率補償電路的傳遞函數為：

（2式）

其中f1為頻率補償后系統的-3dB截止頻率。

當S=0時，系統傳遞的為直流量，此時H0（s）=1，可求得K約為18.07

故 （3式）

由3式可知該頻率補償電路可由兩個低通濾波電路和一個全通濾波電路并聯而成。傳遞函數分別為為1、、 。由于常數A、B（正或負）的存在，低通濾波和帶通濾波電路后還應加入放大或衰減電路（同相或反相）環節。

2 《電子技術課程設計》課程安排及要求

第一階段：教師講解整個設計系統要求、各項技術指標的含義，使學生對整個設計有初步了解和認識。同時完成學生的分組，兩人一組自愿組合，做好前期準備。

第二階段：教師系統地講解整個設計中所需要用到的新技術和新工具，采用專題的方式講解multisim仿真工具、filterlab濾波器設計軟件、protel DXP電路設計軟件，并安排學生輔以簡單的練習，以達到初步掌握的目的。

第三階段：學生根據設計內容，查找相關資料，對方案進行具體論證。用filterlab濾波器設計軟件按要求設計兩個低通濾波器，確定濾波器的電路形式及參數；用multisim仿真工具對各單元電路進行仿真，最終完成整體電路仿真，實現截止頻率為50KHz。

第四階段：學生完成電路板的制作，利用protel DXP電路設計軟件完成原理圖及PCB板繪制，并且完成PCB的制作及元器件的焊接、調試。

第五階段：學生完成整個設計系統的整機聯調，測試技術指標，完成設計報告。設計報告包括：系統方案論證；各單元電路參數的選擇與計算；各單元仿真電路及仿真結果；各單元電路的調試及實際改進的電路圖；系統測試結果；全文總結。

通過對“頻率補償電路的設計”這一電子線路設計課題，學生學會了multisim仿真工具、filterlab濾波器設計軟件、protel DXP電路設計軟件等新工具在電子線路設計中的應用。圖3是學生利用multisim仿真工具得到的50KHz截止頻率的波特圖，圖4是利用protel DXP電路設計軟件完成了頻率補償電路的PCB板繪制。

由此可見，采用此種教學方法，學生不僅能夠很好的使用新工具、新技術，而且清楚的掌握電子線路綜合設計的一般方法和設計流程。通過具體設計的實現，能調動學生學習的積極性，加深對理論知識的理解，提高實際解決能力，有利于系統地、科學地培養學生的實際動手能力、工程設計能力及創新設計能力。

圖3 multisim仿真50KHz截止頻率的波特圖

圖4 頻率補償電路的PCB板

參考文獻：

[1]謝自美.電子線路設計.實驗.測試（第二版）[M].華中理工大學出版社.

[2]劉樹棠.信號與系統（第二版） [M].西安交大.

[3]尹勇 李林凌.Multisim電路仿真入門與進階[M].科學出版社.

[4]Filterlab 2.0 user’s guide，Microchip.

[5]馬丕明等.一種“電子線路課程設計”教學平臺[J].電子電氣教學學報，第34卷，第2期，2012，4.

作者簡介：

[1]汪文蝶，女，出生年月：1985年9月，碩士，初級實驗室，四川師范大學 物理與電子工程學院，主要從事單片機、電子線路設計等研究工作。

第3篇：濾波電路的設計與仿真范文

“數字信號處理”課程是高等學校電子信息類專業的主干課程，理論概念復雜抽象，涉及到大量的數學推導過程，學生理解和掌握起來有一定難度。因此，很多高校以MATLAB軟件作為仿真平臺，完成一些基本理論和數字濾波器設計理論的仿真實驗，這樣對于學生理解數字信號處理的基本概念和理論有一定的幫助，但如何結合相關理論設計實際的DSP電路系統成為課程教學發展的主要瓶頸[1][2][3][4]。因此，我系開設了“DSP電路設計”課程，通過基于模型設計的現代電路設計流程，采用MATLAB軟件和Xilinx公司的Zed Board開發板作為實踐的軟、硬件平臺，為學生提供一個實現DSP系統較為完整的工程實現方法和流程。

1.基于模型設計的現代電路設計流程

Simulink[5]是基于模型設計的開發平臺和工具，對動態系統進行模擬、仿真、分析。Simulink提的系統基本模型庫包括各類信號源，信號終端，各種線性和非線性器件、連線、插件等;Simulink提供兩種HDL代碼自動生成工具：（1）HDL Coder可以將用戶自定義的函數、Simulink 模型、和State?ow圖生成簡潔、可綜合的 VHDL或者Verilog代碼。（2）Filter Design HDL Coder可以將DSP系統工具箱設計的定點濾波器生成簡潔、可綜合的VHDL或者Verilog代碼。電路的綜合、布局布線、實現工具由Xilinx公司的ISE或者Vivado完成，整個設計流程如圖1所示。

圖1 基于模型設計的現代電路設計流程

2.理論課程部分

理論課程部分主要立足與Xilinx公司的ZedBoard板卡的硬件資源，并補充一些與實際應用緊密相關理論預算法。主要包括定點數與浮點數、數據量化、關鍵路徑分析、加減乘除電路、乘累加單元電路、FIR濾波器、IIR濾波器在FPGA上的實現。為了鍛煉學生實際系統的設計能力，還增加了CORDIC算法和在基帶電路廣泛應用的級聯積分梳狀 CIC（Cascade Integrator Comb）濾波器相關內容。通過理論知識與實際DSP系統的緊密銜接，幫助學生對理論知識的進一步深入理解。

3.實驗課程部分

實驗課程部分包括兩部分：基礎設計實驗和綜合設計實驗[6]。實驗平臺軟件采用Simulink完成模型設計與代碼轉換，Xilinx公司的Vivado完成代碼的綜合、布局布線、FPGA電路實現;硬件采用Xilinx公司最先進的7系列ZedBoard開發板。將先進的硬件和基于模型設計的現代電路設計流程融入到實驗教學環境中，直接業界流行的工程開發流程接軌，這樣有利于學生在未來工作環境中適應力德提升。

（1）基礎設計實驗

基礎設計實驗主要以模仿和驗證為主，使學生快速掌握基于模型設計進行DSP系統的開發流程，熟悉ZedBoard開發板的硬件相關資源，為后續綜合設計實驗奠定良好基礎。基礎設計實驗主要分為三 部分。

第一部分通過建立一個簡單的DSP系統，讓學生熟悉利用基于模型設計的現代電路設計流程實現DSP系統，并完成FPGA開發板上的調試。通過該部分實驗，學生可了解 浮點系統與定點系統的區別，運算電路的數據溢出，數據位寬的量化，以及如何根據芯片邏輯資源規劃電路的實現，進一步理解實際系統與理論的區別與聯系。

第二部分設計一個復雜、完整的DSP系統，如圖2所示。該系統包括信號源的輸入和相關濾波器的設計，通過軟硬件協同仿真的方式加深學生對于理論仿真與系統實際仿真的區別，提高學生在線調試DSP系統的能力。

圖2 基于模型設計的軟硬件協同仿真DSP系統

圖3 GSM系統中的DDC濾波器組成

第三部分是主要是一些與課程理論相關的一些新技術知識的應用實驗，例如GSM（Global System系for Mobile Communications）統中的DDC（Digital Down Converter）濾波器設計。輸入信號的采樣率為69.333MHz，輸出信號的采樣率為270.832MHz。為了滿足設計規范要求，該DDC由三級濾波組成，如圖3所示。第一級為CIC濾波器;第二級為補償FIR濾波器，補償第一級通帶內的衰減;第三級為編程可調的FIR濾波器，完成DDC濾波器的總的通帶增益和采樣率調整。該實驗涉及知識面有一定深度、模型設計復雜，實驗的完成使學生進一步提高整個DSP系統的設計能力。

（2）綜合設計實驗

課程末期安排學生分組完成綜合設計，設計題目是結合教師的教學工作和相關科研項目提出，例如：基帶系統的信道編碼系統設計、語音信號的數字濾波系統設計、圖像信號消噪聲濾波系統設計等。學生確定題目后，根據設計要求和實驗平臺，查閱資料，進行系統設計。實驗成后現場演示實驗結果，采用答辯方式說明設計思路及方案，提交實驗設計報告。通過完成綜合設計實驗，學生可以提高團隊合作的能力、綜合應用相關知識解決實際問題的能力，為未來的實際工作奠定基礎。

第4篇：濾波電路的設計與仿真范文

關鍵詞：電調濾波器；通帶插損；阻帶抑制；諧振回路

中圖分類號：TN41

文獻標識碼：B

文章編號：1004―373X(2008)04―107―03

1 引 言

通信對抗系統需要在復雜的信息環境下實現對信號的處理，需要濾波器實現信號的選擇，濾波器主要應用于分離信號、抑制干擾，這是濾波器最廣泛和最基本的應用。在這種應用中，他使所需要頻率的信號順利通過，對不需要的頻率產生抑制。當前的通信系統隨著實際的需要，要求濾波器低插損、低帶內波動、高信號選擇性，同時體積盡可能小，以滿足靈敏度和動態范圍的要求。電調濾波器具有體積小、工作頻帶寬的優點，可很好地抑制二階組合信號，有著廣闊的應用前景。

本文利用微波電路CAD設計軟件，結合可靠的設計理論來進行電路設計，可以避開復雜的理論計算，極大地提高設計準確性和效率，，有效縮短研制周期，降低成本。Agilent公司的ADS軟件由于其強大的功能而廣泛應用于射頻微波電路的仿真和優化設計。

2　理論分析

100～250 MHz的電調濾波器可采用LC電調諧振濾器設計方法，改變變容二極管的可調電容進行電調濾波，根據帶寬，插入損耗，幅度一致性的綜合要求對濾波器進行優化設計。

LC電調諧濾波器實際上就是同步調諧濾波器，他由若干個中心頻率調諧于Wo的并聯諧振回路組成之所以用并聯形式，由于串聯時偏置回路復雜，至少需要一個電阻且電感的雜散電容不易被吸收。選擇同步調諧濾波器的一個關鍵要素在于這種濾波器能夠以簡單的電路形式實現電調諧，而其他形式的濾波器并非不能實現電調諧而是要實現電調諧的電路較復雜，且所需變容管種類多，其電特性也極不易同時滿足需要。設計LC電調諧濾波器實際相當于設計諧振放大器，只是這里變容管成為電路的核心。現對變容管諧振電路略做討論和分析。

2.1 變容二極管諧振回路

圖1和圖2給出2種基本變容二極管并聯諧振回路。在圖1所示電路中，調諧電壓通過扼流電感和偏置電阻Rb加到變容管上，串聯電容s使交流電路閉合，同時把變容管的負極與并聯電感隔離開，從而使調諧電壓能正確加載。電路中還并聯了一個固定電容Gpo放在偏置電阻前的退耦電容容量很大，相當于交流接地，故在后續的討論中可不予考慮。對高頻交流信號而言，偏置電阻和串聯電容是并聯的。通過網絡變換將其變換到并聯諧振回路中，該等效并聯電阻Rc為：

該假設具備一般的代表意義，因為實際電路中，串聯電容Cs的值取通常取得盡可能大，而并聯電容cp取值則盡量小。這種電路中，偏置電阻Rb的影響要比在圖1所示電路大。所以一般說來，圖1比圖2所示電路更為可取。但在希望通過偏置電阻Rb增加諧振電路在頻率高端處的衰減時例外。

2.2 變容管諧振回路中的并聯和串聯電容

電容通常和變容二極管串聯，為了閉合交流電路，同時考慮到加直流電壓的便利，一般把變容管的一端和電路其他部分隔開，使調諧電壓能直接加在二極管上，串聯電容Cs應盡量大以便有效電容變化不受影響，然而在一些情況下卻不是如此，例如在接收機的振蕩電路中，中頻和接收頻率處于同一數量級時，串聯電容的影響必需考慮。在變容管結電容Gtot串聯一個電容cs后，調諧電容值減少為：

圖1到圖2所示的并聯電容Cp總是存在的。因為電感線圈匝間電容是不可避免的，每個電感均有其自電容，把這個自電容等效為并聯的電容Cp，且認為是無耗的，則總的調諧電容值升高。如果Cs足夠大，可以忽略他的影響，則得到有效調諧電容為：

由式(11)不難看出，即使并聯電容相Cp當小，也能引起有效電容變比的明顯下降。因此設計電路時就必須使電感的自電容盡可能地小。

2.3 變容管諧振回路的調諧范圍

考慮圖1所示變容管諧振電路，不難看出回路的頻率調諧范圍依賴于變容管的有效電容變比和電路中并、串聯電容的大小。

經過簡單的計算可得到如下調諧比表達式：

2.4 變容管諧振回路的跟蹤

一些設備要求在調諧時，2個或多個同時調諧的電路之間的頻率關系保持恒定，即稱之為跟蹤(Tracking)。這要求各變容管在任意調諧電壓時的偏差均很小。在要求覆蓋相同的頻率寬度，但各自的起止頻率不同時。(比如超外差式接收機中本振和射頻電路就是這樣)，就需要特別留意減小跟蹤誤差。根據前述對不同的變容管，可以通過串聯或并聯不同的電容來減小跟蹤誤差，其所必須預先考慮的頻偏可描述為：

3 電路仿真

通常，電調諧濾波采用雙極點調諧濾波，諧振回路分為串聯諧振回路和并聯諧振回路，通過電感或電容進行耦合。此電調濾波器采用的是并聯諧振回路，用電感進行耦合。在進行仿真之前，需要建立仿真模型和設計各種參數。基于以上模型，利用ADS軟件對電調濾波器進行電路設計和仿真。由于系統要求對該電調濾波器進行AGC控制，所以在仿真時加入雙柵FET。傳輸函數szi、頻率范圍設在10～350 MHz、電容在2.6～39 pF之間變化，仿真使用的放大器是NE25118。最終的ADS模型仿真結果如下面兩組曲線所示。若LC濾波器不使用放大器，仿真結果中可以看出濾波器的插損在2～3dB左右。

4　試驗結果及討論

仿真后依照仿真的結果選擇印制板材料FR4，厚度，設計PCB微帶線寬高比，在進行結構設計及裝配時，一定要考慮結構緊湊、合理，最后用惠普公司的網絡分析儀來測試濾波器。

元件品質因素Q不夠大，會在截至范圍內使頻率響應下凹或變圓滑，有限的Q值也將引起任意阻帶的零點附近的抑制變差，使得濾波器的插入損耗增加。所以使用Q值較大的變容二極管和電感時，濾波器波形得到明顯改善，但由于實際原因，測試時用的是國產變容管ZTV9800，Q值較低，所以對波形有一定的影響。由于考慮到在系統中，對此電調濾波器將進行AGC控制，即電路自適應地調整信號通道增益的裝置能保證模擬信號不超出模擬器件的線型范圍，所以項目采用工作頻率在100～1300 MHz的雙柵FETS888T作為放大器，由于實際采用的放大器和設計時用的放大器存在差異，放大倍數也不相同，故測試結果和仿真結果相比，得到的Szi。值不同，且波形也存在一定差異，這些問題有待進一步解決。圖5，圖6為在各個調諧電壓(DC)下的測試結果。

加上不同的直流偏壓時，變容二極管的電容值會發生改變，單個諧振器的諧振頻率也發生變化，濾波器的中心頻率相應地發生移動，從而實現濾波器的電調。

從測試中可以看出，調諧頻率100～250 MHz，隨著中心頻率的增大，相對帶寬雖略有所增大但變化不大，都是窄帶濾波器。在增益方面，放上放大器以后，100～250 MHz頻段內增益在7.5～12 dB之間，全頻段幅度一致性在4 dB以內，帶外抑制大于40 dB，并具有良好的溫度性能和較小的插入損耗(選用GaAs高Q值的變容管可得到進一步改善)，符合實用要求，也和仿真結果相符合。

在理論上，濾波器的波形左右兩邊應該是大致對稱的，但在測試結果中100 MHz左右有一個很陡的衰減是因為放大器的下限工作頻率在100 MHz以上，所以100 MHz以下的信號沒有得到放大而造成的。若能采用工作頻率的起始頻率在100 MHz以下的放大器，上圖低頻段的波形將會改善很多。值得一提的是，在有源濾波器中選擇放大器時要慎重考慮放大器的直流失調和擺率限制等問題。

第5篇：濾波電路的設計與仿真范文

【關鍵詞】multisim;穩壓電源;仿真

Abstract：It is easy to change the parameter of the power circuit，it is intuitive to check waveform and numerical variation of the output voltage，which has high-accuracy simulation and without real hardware devices，improved efficiency of design，saving circuit cost，that is the series power supply circuit is simulated by multisim.

Keywords：Multisim;Power circuit;Simulate

1.引言

Multisim已經廣泛應用于電子電路的分析和設計中，它不僅使得電路的設計和試驗的周期縮短，還可以提高分析和設計能力，實現與實物試制和調試相互補充，最大限度地降低設計成本。使用Multisim軟件來仿真電路，具有效率高、精度高、可靠性高和成本低等特點1。如今要用multisim設計一個單相小功率（小于100W）的直流穩壓電源，電源的指標參數如下：（1）輸入電壓220V，50Hz;（2）輸出直流電壓范圍：8V～13V，連續可調，額定輸出電壓為9V;（3）最大輸出電流0.1A;（4）紋波系數低于0.1%。

從給出的條件可知，輸入與輸出之間電壓值相差很大，故需要一個降壓環節;經過降壓以后的交流電還需變成單方向的直流電，這就是整流環節;但是其幅值變化很大，若作為電源去供給電子電路時，電路的工作狀態也會隨之發生變化而影響性能;需要利用濾波電路將其中的交流成分濾掉，留下直流成分;此時電源還受電網電壓波動和負載變化的影響，故要穩壓。所以要經過降壓、整流、濾波、穩壓四個步驟2，如圖1所示。

圖1 穩壓電源的框圖

又依據第4）點知電源的紋波系數很低，輸出的電源的穩定性的質量很高（很低的紋波），又有較強的帶負載能力，見第3）點，所以選用串聯穩壓電源電路來實現電路的仿真。串聯穩壓電源電路的結構見圖2所示。

圖2 串聯穩壓電源的結構

2.主要仿真元件的選取

2.1 變壓器的選擇

對比Ui=220V，Uomax=13V的值， 故選擇降壓后的電壓值略大于13V，選擇變壓器的變比N=14，降壓后電壓U2≈16V。由于Multisim 對變壓器的仿真效果不理想。所以直接選用U2≈16V，f=50Hz的交流電源AC_POWER，見圖3。

2.2 二極管的選擇

流過整流二極管的正向電流ID>0.45U2/R，反向峰值電壓URM>2U2

即：ID>=0.01A，URM>45V

選用multisim中的1N4003，見圖3。

2.3 電容大小的選擇

在負載變化時，相同電容的濾波效果不一樣;在電容變化時，相同負載時其濾波效果也是不一樣。總體的選取原則是RLC[3]，其中T=0.02S，即RLC，在表1至表2中仿真了不同的RL和C時輸出電壓中紋波的大小。圖4是不同電容時濾波的輸出電壓的仿真波形。

2.4 穩壓電路中調整管穩壓管等選擇

穩壓管選用UZ =4.9V的穩壓管作基準電壓，因為輸出電壓為7V～14V，故在穩壓環節中取樣部分應該是可調的，應該滿足

選用RW=R上=R下=1K，所以：

調整管的選擇：因為輸出最大電流0.1A，所以在穩壓環節中由于調整管是和負載時串聯的關系，負載流過的最大電流為0.1A，出于裕量選調整管的集電極的額定電流IC應該大于0.3A，選用調整管型號為ICZ655，它與BC548A構成達林頓管，提高帶負載能力，滿足最大電流為0.1A的要求。

3.仿真電路的繪制和仿真結果的對比

3.1 仿真電路的繪制

依據上面的分析，繪制電路如圖3所示。

圖3 串聯穩壓電源電路的仿真圖

3.2 仿真數據對比

（1）開關J1、J3、J4閉合，觀測整流、濾波后不同RL、C時輸出電壓的紋波值和輸出電壓的值。

當RL=1k和200歐時，改變電容的值，測出輸出電壓值及其紋波值見表1和表2。

表1 RL=1k不同電容值對應的值

C 紋波電壓 Uo RLC

1000 uF 16.125 mV 15.31V 1s

470uF 16.831mV 15.219v 0.47s

220 uF 176 mV 15.197V 0.22s

20 uF 1.5V 13.425V 0.02

表2 RL=200歐不同電容值對應的值

C 紋波電壓 Uo RLC

1000 uF 301.021mV 14.788V 0.2s

470uF 394.109mV 14.744V 0.094s

220 uF 769.382mV 14.221V 0.044s

20 uF 3.63V 10.566V 0.004

比較表1和表2可知負載改變時，特別是負載較重時，其紋波明顯加大，輸出電壓UO的大小也與負載有關，負載越大，輸出電壓平均值越低。

增加C的容量，可以使得濾波的效果得到改善，但是在滿足RLC后，輸出電壓UO的大小紋波的變化并不很明顯，所以選用470uF的電容進行濾波。

（2）開關J1、J3、J5閉合，觀測整流、濾波、穩壓后輸出電壓的紋波值和輸出電壓的值。見表3所示。圖4是電容為470uF時穩壓前和穩壓后輸出電壓Uo的波形對比，從仿真結果看，穩壓后的波形更加平滑穩定。

表3 斷開R7，連接R5穩壓后的數值

負載RL 紋波電源壓 Uo

R=空載 337.111u 9.088v

R=1K 656.375u 9.088v

R=500 656.375u 9.088v

R=200 656.375u 9.088v

R=100 656.375u 9.088v

對比表1～表3的數據可知，經穩壓后，輸出電壓Uo的較穩定，其中的紋波值明顯減小，基本為一定值，即約為0.6mV 。

紋波系數=紋波電壓/輸出電壓

=0.6m/9*100%

=0.006%<0.1%

圖4 穩壓前后波形對比

輸出電壓UO的仿真測試值的范圍為：

UOMAX=13.082V≈13V，UOMIN=6.957V≈7V

4.結束語

利用multisim仿真電源電路，可以直觀的觀測電路中的電壓參數值，方便的查看關鍵點的波形，能提高電路的設計效率，節省實物電路的制作時間和成本，故值得大力推廣應用[4]。

參考文獻

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第6篇：濾波電路的設計與仿真范文

摘要：本文介紹了一種70MHz信號窄帶濾波器的設計過程和仿真結果，從論證、初步研制、二次研制和研制改進四個階段進行了描述和分析，總結了此類濾波器設計的思路。

關鍵詞：窄帶濾波器 ADS仿真

1、概述

該濾波器為LC橢圓函數濾波器，用于70MHz信號窄帶（帶寬小于2MHz）濾波。中心頻率：70MHz；帶寬：1dB≥1MHz；帶內駐波：≤1.5；差損：≤5dB；帶外抑制：65M、75M≥20dB。

2、研制過程

2.1 論證階段

電路設計及仿真見圖1。

2.2初步研制階段

按照圖1中電路圖繪制PCB板并進行裝調，測得結果如圖2。

通過比較仿真和實測結果，無論是從中心頻率、差損還是帶外抑制都有一定的區別，主要原因是濾波器節數太多，電容值和電感值誤差累計造成的，改進應從兩個方面進行，一方面應該減少濾波器節數，一方面應該使用精度更高的電容電感。

2.3 二次研制階段

考慮到之前濾波器節數太多、元件數多，電路差損過大，且矩形系數較差，在二次研制階段對濾波器的拓撲結構進行了重新設計，減少濾波器節數和元件個數，原理圖及仿真結果如圖3。

按此電路原理圖繪制PCB板并進行裝調，發現濾波器矩形系數符合設計目標，但是差損較大。經過分析，可能因為選用的電感電阻較大（0.6Ω）。

2.4研制改進階段

針對上述原因，要降低濾波器的差損，必須要降低電感的直流電阻，但是成品電感由于封裝限制，直流電阻都比較大，只有選取線經合適（0.2mm）的漆包線自制180nH的電感，替換掉原先電路中的成品電感，實測結果如圖4。

3、研制過程中解決的主要問題

3.1 非標電容的等效代替

為使濾波器達到預期指標，在仿真設計時使用了許多非標電容（電容非廠家手冊產品），如9.4p、156p等，在征詢了濾波器廠家專業設計師的意見后，將標稱電容并聯用以等效非標電容，如9.4p電容可以用兩個4.7p電容并聯代替。另外，對濾波器指標影響較大的電容，如C5（33p）、C6（1.8p）等，雖然這些都是標稱電容，但是由于電容本身存在誤差，而這些誤差可能會影響濾波器的指標，再考慮到仿真結果與實測結果的差異，因此這些電容也不能直接使用原標稱值電容，也要由其它電容并聯代替，如C5（33p）可由27p和5.6p并聯代替，這樣在濾波器指標不夠的情況下，可以將5.6p電容改為3.9p、4.7p、6.8p等，而C5的值也相應的由原來的32.6p變為30.9p、31.7p、33.8p等，通過微調C5的值，來改善濾波器的指標。最后一點需要注意的是，電容并聯代替僅適合低頻電路以及對相位延遲要求并不嚴格的電路中，而對于70M的脈沖調制電路，電容并聯代替幾乎是完全等效的。

3.2 繞線電感的計算及制作

前面已經提到自制繞線電感的必要性，繞線電感有兩種方式，一種是直接繞線制作電感，但是在缺少專業工具的情況下，電感的形狀難以固定（電感繞線環排列不緊密、電感環易變形、直徑不一致等），這些不可靠因素對電感影響較大。第二種方法是將漆包線繞在磁環上制作電感，由于有磁環支撐，有效解決了直接繞線的帶來的各種問題，本次選擇的磁環參數為磁導率為6，外徑3.2mm，內徑1.1mm，高度1.2mm，計算結果見圖5，由結果可知，在該磁環上繞線11圈即得180nH電感，其直流阻抗理論值為0.04Ω，小于之前成品電感的直流電阻（0.6Ω）。需要注意的是在磁環上繞線，漆包線不必緊密排列，另外為保證可靠性，電感應用專用膠固定在印制板上。具體設計參數見圖5。

第7篇：濾波電路的設計與仿真范文

關鍵詞：二次寄生通帶抑制 微帶濾波器 倒置轉換 Richards變換

中圖分類號：TN713 文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2013）03（c）-0009-02

A Micro-Strip Filter with Powerful Suppression in the Second Spurious Band Based on Immittance Inverters

Guo Xuefeng， Fang Lijun

（No.38 Research Institute of CETC， Anhui Hefei 230088， China）

Abstract：From the prototype of Butterworth band-pass filter， using immittance inverters and Richards transformation， a micro-strip filter with powerful suppression in the second spurious band is designed. The simulation results show that the 3dB pass-band is 4.1～4.9 GHz， and the suppression on the second spurious band is larger than 50dB. The design methods introduced here are simple， high efficiency， and universal. The final micro-strip filter has a small structure and is easy to manufacture.

Key words：the second spurious band suppression；micro-strip filter；immittance inverter；Richards transformation

頻率源的諧波輸出會影響混頻器的線性度，通常需要一個帶通濾波器抑制頻率源輸出的高次諧波信號。在低頻段，基于Butterworth或Chebyshev原型的LC濾波器能夠滿足這一應用。在微波頻段，也有許多高性能的濾波器能夠勝任這一工作，但大多數不能滿足頻率源小型化與集成化的設計要求。這時LC器件由于本身自諧振頻率的限制而不能使用，微帶濾波器成為一種較好的替代方法，如何設計高性能、小體積的微帶濾波器成為必須解決的問題。

在微波頻段，低通濾波器的實現可以對低通原型應用Richards變換和Kuroda規則得到[1]。但由于帶通濾波器原型中含有的LC串聯電路沒有適用的Kuroda規則，因此無法進行轉換。常用的微帶帶通濾波器是平行耦合線結構。缺點是該濾波器的頻率響應具有周期性，在通帶的諧波位置產生了寄生通帶。微帶濾波器寄生通的抑制方法通常有缺陷接地結構（DGS）和階梯阻抗諧振器（SIR）[2]。但是這兩種結構設計復雜，需要進行專門的學習和研究。

鑒于VCO諧波能量依次遞減的規律，能夠抑制二次諧波的濾波器就能夠滿足基本的工程應用。而Richards變換的特性使濾波器的頻率響應被限制在[0，2f0]區間[3]，從而在二次諧波寄生通帶處形成一個阻帶。為了利用這一特點，本文應用倒置轉換器把Butterworth帶通濾波器中的串聯LC電路變成能夠應用Richards變換的并聯LC電路，最終完成濾波器設計。仿真結果表明，濾波器3 dB通帶范圍4.1～4.9 GHz，對二次諧波處寄生通帶的抑制大于50 dB。本文的設計方法簡單高效，具有通用性；得到的微帶濾波器結構小巧，易于實現。

1 倒置轉換[4]

最簡單的倒置轉換器就是λ/4傳輸線段。如果傳輸線段的特性阻抗為Z0，其端接負載為Z2，則經λ/4傳輸線變換后的輸入阻抗。可以看出Z1和Z2之間有倒置關系，Z2是容性，Z1就是感性。這樣就可以用一個并聯的LC諧振電路兩邊各接一段λ/4傳輸線等效串聯的LC諧振器。假設串聯諧振電路的電感量Ls，電容量Cs；并聯諧振電路的電感量Lp，電容量Cp，λ/4傳輸線特征阻抗Z0，它們之間有如下關系：

（1）

2 濾波器設計

本文的設計目標是一個中心頻率 4.5 GHz，通帶800 MHz，二次寄生通帶抑制度50 dB的帶通濾波器。首先按照Butterworth原型設計濾波器。按式（1）式的關系做倒置轉換，把串聯LC諧振電路變成λ/4傳輸線和并聯諧振電路。為了微帶線布線方便，設置λ/4傳輸線的特征阻抗為100 Ω，然后應用Richards規則，將并聯接地的電容電感替換成并聯開路或短路短截線。變換成微帶電路之后的仿真結果示于圖1。

對理想微帶濾波器的仿真表明，由于微帶線周期性的頻率特性，濾波器的頻率響應也呈現周期特性，LC濾波器的頻率響應被限制在[0，2f0]區間，在偶次諧波處表現為阻帶，在奇次諧波出表現為寄生通帶，而常用的平行耦合線帶通濾波器在每個諧波處都有寄生通帶。版圖中兩端為50 Ω微帶線，短路短截線通過接地孔接地。

由原理圖直接生成的版圖雖然可以制作，但面積過大，不宜應用。這里對Richards變換做了一些調整，也就是不用λ/8的傳輸線做短截線，而是把短路短截線的特征阻抗做成100 Ω，并盡量短；開路短截線做成扇形，不但減小了短截線的面積，改善了濾波器性能，還具有一定的美觀性[5]。圖2是HFSS中的濾波器模型。最終的濾波器面積較小，僅為16.1 mm×8.4 mm。

調整后的版圖減小了濾波器的面積，但對頻率響應有一定影響。首先是通帶頻率便窄，這一點可以通過將LC濾波器原型的通帶加寬進行補償。其次是濾波器的頻率響應不再具有規則的尖銳的阻帶特性。圖3是仿真結果，可以看出，由于Richards變換沒有使用λ/8的傳輸線做短截線，導致阻帶最低點沒有落在二次諧波處。雖然阻帶頻率有偏移，但濾波器在二次諧波處有50 dB的插損，仍然滿足本文的使用條件。最終濾波器仿真結果為3 dB通帶頻率4.1～4.9 GHz，對二次的諧波抑制達到50 dB。

3 結語

頻率源輸出端口鏈接的帶通濾波器能夠抑制頻率源輸出的高次諧波，提高混頻器的線性度，不可省略。為適應頻率源小型化和集成化的趨勢，可以采用微帶濾波器完成這一功能。微帶濾波器具有易集成的優勢，但通常諧波抑制性能較差。利用微帶線的頻率周期特性，可以設計出具有很強二次寄生通帶抑制性能的帶通濾波器。本文從LC濾波器的原型出發，完整地闡述了LC帶通濾波器到微帶濾波器的轉換方法，并設計了一個微帶帶通濾波器。這種濾波器的設計方法簡單高效，具有通用性；得到的微帶濾波器結構小巧，易于實現；且比常用的平行耦合線帶通濾波器有更好的寄生通帶抑制作用。這種濾波器不僅可以用在頻率源的輸出端，也可以用在混頻器后，或任何二次諧波較嚴重的地方。

參考文獻

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第8篇：濾波電路的設計與仿真范文

【關鍵詞】圖書館 聲音信號 提醒 電路

圖書館是讀書、學習的場所，對于沒有固定教室的中學校園，更是學生重要的學習場所。然而，某些人講話音量過大會給其他人帶來干擾。近年來，電視等新聞媒體也在宣傳中國人出國旅游應該學會低聲談話，維持公共場所的安靜。為此，本文提出一種成本低廉并且可以大規模部署的音量檢測電路，通過音量檢測自動、及時的提醒大音量發聲人，從而保持良好的閱讀環境。

1 電路設計方案

1.1 系統組成與工作原理

系統組成框圖如圖1所示。聲音信號被麥克風（MIC）采集后，經過放大、濾波整形后與事先設定的閾值電壓進行比較，將比較結果作為輸入信號傳給LED燈。閾值設定利用電阻分壓原理，通過改變滑動變阻器的阻值來調節閾值電壓。考慮到聲音信號的不連續性，在濾波整形模塊中利用RC電路對信號進行延時和平滑，避免LED燈的頻繁閃爍，從而更好的實現提醒的目的。

1.2 各模塊原理

聲音信號采集及放大電路：聲音信號由駐極體傳聲器采集后信號幅值為毫伏級別，需要進行放大。采用MAX9812芯片，其封裝尺寸小，內置低噪聲麥克風偏置，該語音模塊固定增益20dB，對語音信號進行放到然后輸出。

濾波模塊：語音的頻率大約在100Hz-10，000Hz，但是圖書館內談話的主要頻率在100-1000Hz。為了避免其它頻段的雜音信號，本文設計低通濾波器將高頻雜音信號濾除，取截止頻率ωc=1kHz

信號整形模塊：語音為交流信號，通過整形電路來延長峰值的衰減時間，從而避免LED的頻繁閃爍。通過如圖2所示的信號整形電路來捕捉信號最高幅值并保持一段時間，以達到延時的效果。取C5=100μF，R5=100kΩ，此處C5的取值決定充電時間，取值越大充電時間越長；R5的取值決定放電時間，取值越大放電時間越長。

閾值比較電路：如圖3所示，通過調節滑動變阻器R9的阻值，來改變比較器同相輸入端的電壓，達到調整閾值的功能，當噪聲音量超過閾值時，比較器輸出低電平使LED燈變亮。此處的滑動變阻器可使用多段位電阻來代替，從而更方便的調整閥值。

2 仿真驗證

為了驗證整體設計和各模塊的可行性，使用Multisim進行在線仿真。Multisim是美國國家儀器（NI）有限公司推出的以Windows為基礎的仿真工具，適用于模擬/數字電路板的設計及仿真。本文提出的音量提醒系統采用圖4所示的電路進行仿真。

在設計中濾波和整形模塊尤為重要，我們首先對濾波模塊進行獨立驗證，輸入分別為200Hz、1kHz和2kHz的正弦信號，實驗結果如圖5所示。可以看出該濾波模塊能夠很好的通過1kHz以內的信號，而對1kHz以上信號有較好的過濾作用。為了避免不連續的語音信號帶來的LED頻繁閃爍，通過整形電路來延長衰減時間。整形電路實現的效果如圖6所示，圖中藍色為整形前波形，紅色為整形后波形，原始信號從4V幅度降為2V幅度的變化過程。

3 實驗驗證

為了進一步驗證該音量提醒方法的可行性，我們用實物進行實驗驗證，實驗用電路如圖7所示。在本次實驗中，對實驗效果、功耗進行了統計和測量。通過調節滑動變阻器，音量閾值最低約為15分貝（測量距離50cm）。當發聲人停止發生后，指示燈經過平均2.5s后熄紜Mü測量各個運行狀態參數，計算功耗如表1所示。

4 結束語

本文提出了一種用于圖書館音量提醒的實驗方法和電路，通過仿真和實驗兩種方法驗證了該方法的可行性和有效性。由于采用無控制器純電路的方案，整體功耗和使用調試難度都得以降低。同時支持手動調節比較閾值，使應用更加方便。本論文旨在利用所學到的知識提高圖書館等公共場所的環境，讓我們更好的讀書。

參考文獻

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第9篇：濾波電路的設計與仿真范文

關鍵詞：帶通濾波器；微帶線；傳輸線；ADS

1.引言

隨著近年來無線通信技術的迅猛發展，微波濾波器已經成為作為辨別分離有用和無用資源的重要部件，并大量使用于通信系統領域，其性能的優越直接影響整個通信系統的質量。現代通信對微波濾波器的整體要求越來越高，以求得到更加微小化、輕量化、集成化的高性能低成本的濾波器。本文設計運用微帶濾波器印刷電路的方法，可以滿足尺寸小、成本低且性能穩定的要求，被廣泛運用于無線通信系統中。目前在無線通信系統領域中，微波濾波器的種類日益增多，性能和設計方法各有差異。但總體來看，微波濾波器的設計大都采用從集總參數的低通原型濾波器出發經過一系列變換得到的。本章討論的是平行耦合微帶線帶通濾波器的設計，它同樣是基于集總參數低通原型濾波器出發，經過等效變換可以得到與帶通濾波器相應的低通原型模型，再經過阻抗倒置變換或導納變換便可以得到相應的帶通濾波器的設計模型及相關參數。本文首先介紹微帶線帶通濾波器的設計原理，然后根據基本原理推導出濾波器的相關參數，再運用ADS軟件進行制作、優化和仿真，最后將完整的設計圖紙和相關參數拿到工廠加工制成成品。為了驗證該微帶線帶通濾波器的設計和仿真的正確性，本文采用網絡分析儀對該濾波器進行了相關測試，測試結果和仿真效果相吻合。

2.微帶線帶通濾波器的設計原理及設計過程

根據濾波器綜合理論，低通原型濾波器是設計其他濾波器的基礎。本文設計的帶通濾波器同樣是在低通原型濾波器的基礎上經過變換得到的。圖1展示的是集總參數低通原型濾波器到集總參數帶通濾波器的變換過程。該圖說明根據帶通濾波器的頻率特性而言，（在通帶內）串聯臂應采用串聯諧振為低阻抗，并聯臂應采用并聯諧振為高阻抗。而微帶線帶通濾波器的設計也是在上述變換原理的基礎上擴展得到的。一般來說，與微波帶通濾波器相應的低通原型有兩種模型。一種是電感輸入式電路，經變換后為含阻抗K的變換器，另一種是電容式輸入電路，經變換后為含導納J的變換器。

該兩種電路互為對偶，衰減特性相同，且都可以轉換成等效的帶通濾波器。本文設計采用電容式輸

入電路，運用導納倒置變換原理來完成設計。由于阻抗倒置變換和導納倒置變換的變換原理相似，

圖1低通濾波器到帶通濾波器的轉換

因此本文只對導納倒置變換原理進行詳述。

當平行耦合微帶線的長度為l=λ/4時，有帶通濾波的特性，但其不能提供陡峭的通帶到阻帶過渡，但將多個耦合微帶線單元級連后便可以具有良好的濾波特性。設計這種微帶線帶通濾波器最為關鍵的一步就是把上述的低通原型用K或J變換器變換為變形低通，再運用阻抗倒置或導納倒置變換得出最后的變換形式。由于本文設計選用的是導納倒置變換，所以下面介紹導納倒置變換的具體變換過程。設計步驟的前兩步就是確定中各元件的歸一化值，并選定電容式輸入電路。第3步經過變換得圖2（a），它表示含有導納倒置變換器的變形低通原型。圖2（b）表示從圖2（a）導出的帶通濾波器，圖2（c）表示用電納斜率參量表示的微波帶通濾波器。即到圖2（c）就是從含低通原型到含J微波帶通濾波器的變換的全過程。經過上述變換，我們可以得出含導納倒置變換器J的微波帶通濾波器的

圖2（a）含有導納倒置變換器的變形低通原型

圖2（b）從圖2（a）導出的帶通濾波器

圖2（c）用電納斜率參量表示的微波帶通濾波器

實用公式為電納斜率：

根據上述公式可以計算出耦合微帶線各節奇偶模的特性阻抗，根據奇偶模的特性阻抗，運用ADS軟件可以確定微帶線帶通濾波器每節微帶線的尺寸關系。

下面講述的是本文運用導納倒置變換原理并結合ADS軟件來設計一個平行耦合微帶線帶通濾波器的具體過程。該平行耦合微帶線帶通濾波器的設計指標如下：

平行耦合微帶線帶通濾波器要求3階，帶內波紋為0.5dB，系統特性阻抗為50Ω。

帶通濾波器的中心頻率為2.1GHZ，帶寬為10%，通帶頻率范圍為2.0GHZ～2.2GHZ。

通帶內衰減小于1.5dB，在1.8GHZ和2.4GHZ時衰減大于20dB。

微帶線基板的厚度1mm，基板的相對介電常數選為2.7。

設計平行耦合微帶線帶通濾波器的步驟如下：

（1）計算低通濾波器原型參數。本設計要求3階，帶內波紋為0.5dB，根據查表得出切比雪夫低通濾波器原型參數為：g0=g4=1，g1=g3=1.5963，g2=1.0967。

（2）計算各節奇偶模的特性阻抗，該濾波器需要4節耦合微帶線級連

（3）計算各耦合線節的奇偶模特性阻抗

（4）根據上述計算出的奇偶模特性阻抗和相移以及設計指標中的各項參數，運用ADS軟件可以得到該平行耦合微帶線帶通濾波器各節的尺寸大小，如表1

表1計算微帶線的尺寸

（5）運用ADS軟件畫出原理圖并進行仿真后得出S21曲線在18GHz、20GHz、22GHz和24GHz處的值如下：

?在18GHz處，S21的值為-26078dB。

?在20GHz處，S21的值為-08450dB。

?在22GHz處，S21的值為-89030dB。

?在24GHz處，S21的值為-30538dB。

以上數據顯示在阻帶18GHz和24GHz處滿足技術指標，在通帶處不滿足技術指標，需要對原理圖

進行調整優化。優化后的原理圖如圖3所示，由圖3我們可以看出，S21曲線在18GHz、20GHz、22GHz和24GHz處的值如下：

?在18GHz處，S21的值為-26546dB。

?在20GHz處，S21的值為-09420dB。

?在22GHz處，S21的值為-07840dB。

?在24GHz處，S21的值為-22289dB。

進行優化后，以上數據滿足技術指標，該原理圖符合本次微帶線帶通濾波器的設計要求。

圖3帶通濾波器原理圖優化數據

（6）下面由平行耦合微帶線帶通濾波器的原理圖生成版圖，并對版圖進行仿真。圖4是由平行耦合微帶線帶通濾波器原理圖生成的版圖。對比上述原理圖可以發現，原理圖中構成濾波器電路的各種微帶線元件模型在版圖中已經轉化成實際的微帶線。以下數據是平行耦合微帶線帶通濾波器版

圖4由平行耦合微帶線帶通濾波器原理圖生成的版圖

圖的仿真數據，通過仿真數據可以得出，S21曲線在18GHz、20GHz、22GHz和24GHz處的值如下：

?在18GHz處，S21的值為-28546dB。

?在20GHz處，S21的值為-08870dB。

?在22GHz處，S21的值為-12160dB。

?在24GHz處，S21的值為-22147dB。

版圖的仿真數據與原理圖的仿真數據有一些差異，這是由于版圖的仿真方法與原理圖的仿真方法不同。但是版圖的仿真數據同樣滿足設計指標。至此，本文的平行耦合微帶線帶通濾波器的設計過程完畢，最后將上述得到的版圖與相關數據送往工廠進行加工便可制成最終成品。

3.結論

本文主要討論的是平行耦合微帶線帶通濾波器的設計過程。根據設計要求，首先計算低通原型

濾波器的參數，并運用導納倒置變換得出相應的帶通濾波器的設計參數，通過計算得出每節濾波器的奇偶模和尺寸大小。然后運用ADS軟件設計原理圖并對其進行優化仿真，最后進行版圖的設計與仿真。經驗證，得出的數據符合本次平行耦合微帶線帶通濾波器的設計要求。這種平行耦合微帶線帶通濾波器的設計方法具有簡單、高效和精確等特點。本文設計的微帶線帶通濾波器用印刷電路的制作方法，可以滿足尺寸小、成本低且性能穩定等要求，被廣泛運用于無線通信系統中。（作者單位：西華師范大學物理與電子信息學院）

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