信號通信論文精選(九篇)
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第1篇：信號通信論文范文
1.1中短波電臺的現狀
中短波電臺在歷史上為保證航行安全做出了重要貢獻，至今仍承擔海上通信安全、遇險、救助等任務。目前在我國沿海有上海、廣州、天津、大連等電臺，它們的工作方式基本上是VHF，SSB，NBDP，Morse，覆蓋的頻段為400KHz到30MHz。由于各種通信技術的發展和應用，中短波通信受到越來越大的沖擊。不但它的應用范圍上有很大的局限性，而且更是由于中短波電臺系統大多采用模擬方式，它的抗干擾性差，不穩定性而產生的噪聲使它的通信質量難以得到保證。目前，通信數字化技術已相當成熟，基于這個技術本論文提出了中短波通信數字化的觀點。數字系統與模擬系統不同，它的特性不易隨使用條件的變化而變化，數字信號可以存儲，可以按照理論算法運算，可以獲得較高的指標。這些特點決定了中短波通信的噪聲可以通過數字化來解決。
1.2中短波電臺的發展方向
在我國不同區域、不同級別、不同用途、不同波段的無線電臺很多，無線電臺的這些特點，不但使相互間的聯合通信很困難，也給電臺的功能擴展增加了難度，同時更為重要的是，它使電臺無法適應新技術的飛速發展而及時更新換代。因此采用數字化技術，對來自天線射頻的信號直接進行采樣，以通用的數字信號處理器為硬件平臺，用軟件來完成無線電臺的所有功能，是無線電臺的發展方向。
根據我國的目前的情況，改造現有的模擬電臺具有非常重要的意義，因為它是使通信設備向小型化、模塊化、數字化和軟件化過度的一種切實可行的方法。對于短波無線電臺而言，隨著數字信號處理技術的發展和數字器件越來越多的應用到HF收發信機設備中，現有的HF收發信設備普遍采用微處理器作為電臺控制，有的采用了數字式頻率合成器，采用了數字式天線匹配器，有的還采用了數字信號處理器以實現自適應鏈路建立和抗干擾通信。
進入九十年代，國外的通信廠家推出的新型HF收發信設備，出現了數字化接收機，數字化發射激勵器、數字化電臺等設備。這類設備同以往設備的最大區別是采用數字信號處理技術代替了以往設備中與各種工作方式有關的模擬器件，這樣可以利用數字信號處理方面的許多優點，例如在模擬設備中的邊帶濾波器的群遲延特性在通帶范圍內是U型的，不是常數，而在數字信號處理中用FIR濾波器很容易實現群遲延特性為常數。
HF收發信設備數字化的實質是收發信設備中信道部分的數字化，它采用數字信號處理技術實現音頻與中頻之間的頻潛變換，涉及的內容主要有音頻處理，各種工作方式的調制/解調，中頻及射頻的自動增益控制/自動電平控制。
HF收發信設備信道數字化后，由于采用了大規模集成電路取代分立元件，用軟件實現濾波器等功能，簡化了硬件電路，同時提高了性能指標和可*性，也增加了電臺靈活性，為軟件無線電打下了基礎。
現有的模擬式HF收發信機設備均采用2至3個中頻，否則無法實現高的性能指標。理想的數字化方案應是*近天線的數字化，考慮到HF波段的特點和現有的技術，現在取消中頻直接在射頻上數字化在技術上是非常困難的，在目前是難以實現的，較好的數字化方案是應該在較適中的頻率上數字化。
收發信機普遍采用高中頻的方案：第一中頻在40MHz到100MHz之間，受到硬件技術發展水平的限制，在一中頻實現數字化是非常困難的，因此HF收發信機的數字化主要集中在9MHz、2.5MHz、500KHz、200KHz。
高于200KHz中頻的數字化通常只采用兩個中頻，而低于200KMz中頻的數字化往往要采用三個中頻。采用三個中頻的HF收發信設備較采用兩個中頻的HF收發信設備的硬件電路要復雜。在較低的中頻上數字化是采用三個中頻的主要原因，目前的技術在二中頻上實現數字化己經成熟，且在三中頻上數字化也沒有明顯的好處，所以新的數字化方案中避免在較低的中頻上數字化。
綜上所述，目前的HF收發信設備的數字化方案應采用雙中頻方案，在二中頻上實現數字化，二中頻的頻率應高于200KHz。在較高的中頻上實現數字化可以獲得較高的處理增益，達到較高的性能指標。
2．多級抽取數據處理原理
對于數字電視廣播信號反射回波的頻譜分布，我們只對其中心頻率附近可能出現的運動目標的一段頻譜感興趣，例如：由傳輸速率決定的數字電視廣播信號的頻譜寬度為432MHz，而實際目標可能覆蓋的頻段不會超過20kHz。如果對所有采樣點計算FFT，計算量非常大，且這樣的計算效率很低。如果采用信號抽取方法就可以做局部的譜分析，提高計算效率。實現局部頻譜分析的工作原理，如圖1所示。信號經過復調制，把要進行分析的一段頻譜（例如X0附近）搬移到零頻附近，然后進行MB1的抽取，這樣在較少的點數下做信號頻譜分析，達到細化頻譜的目的。
但是當抽取因子M很大時，一次抽取對濾波器的特性要求很高，為濾波器的設計帶來困難。如果采用多級采樣率變換來實現抽取，不但可以簡化濾波器的設計，而且可以進一步減少計算量和系統的存儲量。
3．多抽樣率數字信號處理技術
在一個信號處理系統中有時需要不同的抽樣率。這樣做的目的有時是為了系統中各處需要不同的抽樣率，以利于信號的處理、編碼、傳輸和存儲，有時是為了節省計算工作量。使抽樣率降低的抽樣率轉換稱為抽取；使抽樣率升高的抽樣率轉換稱為內插，抽取和內插是多抽樣率信號處理的基木環節。
3.1多抽樣率數字信號處理
實現多抽樣率變換的基本方法包括：整數抽取、整數內插、抽樣速率的有理數變換等。
（1）整數抽取
如圖2所示為整數抽取器的結構，其中為抗混疊低通濾波器，其理想頻域響應為：
（1）
設輸入信號的頻域響應為，通過計算可得輸出信號的頻域響應為
（2）
若滿足（1）式，則有。即整數抽取序列的數字譜是M個輸入序列經頻譜擴展（M倍）和周期移位后的迭加譜，提高了信號的頻域分辨率。
圖2整數抽取器的結構
（2）整數內插
如圖3所示為整數內插器的結構，其中為平滑低通濾波器，其理想頻域響應為：
（3）
圖3整數內插器的結構
設輸入信號的頻域響應為，通過計算可得輸出信號的頻域響應為
（4）
即整數內插序列的數字譜是輸入序列經L倍壓縮后的譜提高了信號的時域分辨率。
（3）抽樣速率的有理數變換
以上介紹的整數內插與抽取都屬于采樣速率的整數變換，將其推廣可得抽樣速率的有理數變換。有理數（L/M）倍的速率變換可以這樣來實現：首先通過L倍內插然后進行M倍抽取。其中為內插低通濾波器與抽取低通濾波器合二為一，滿足下式，式中
（5）
3.2濾波器設計及實現
在多抽樣率系統中我們總是設法把乘法運算安排在低抽樣率的一側以使每秒鐘內的乘法次數（MPS）最少。但在抽取器和內插器中濾波的卷積運算都是在抽樣率較高的一側，例如實現抽取器的運算，如果先做抗混迭濾波的卷積計算然后抽取，則必然有很多計算工作是徒勞的，而且一個卷積運算又必須再在輸入信號的抽樣時間間隔內完成，這樣就使得每秒鐘的乘法次數很高。在實現多抽樣率系統時，FIR結構具有很大的優越性。一方面它絕對穩定的，并具有很容易做成線性相位的優點，另一方面也容易實現高效結構。
多抽樣率系統的實現一般有3種結構：直接實現、多相結構的實現、時變網絡的高效實現。在實際中應用廣泛的是多相結構的實現，同時在HSP50215、HSP50214中也主要使用這種方式。多抽樣率系統中的多相表示和整數倍內插器表示兩種方式。其中多相表示又稱為多相分解，是指將數字濾波器的轉移函數H（z）分解成若干個相位不同的組。通常，對于簡單整系數濾波器，在抽取系統中，當抽取因子D不恰好是2的冪，但包含多個二倍抽取器的級連，我們常常在抽取系統的第一級（或內插系統的最后一級）采用運算極為簡單的整系數濾波器，因為這種簡單的整系數濾波器的的低通濾波性能并不很好，所以它只用于抽取系統的第一級或內插系統的最后一級，其余各級則仍使用半帶濾波器。這是HSP502I4中CIC濾波器和半帶濾波器級連這種結構設計的依據。
（1）數字高通濾波器的設計
設采樣頻率為F=250Hz，為了減少孔徑誤差，其頻率穩定度遠遠高于電網頻率穩定度（由需要的處理精度確定）。其中對于孔徑誤差，它指因采樣頻率不穩定造成采樣脈沖未在預定時刻t0出現，而是在t0之前或之后出現，所采樣的值與實際t0時刻的值之差。其頻率穩定度為max[|f－f0|]/f0，式中f0為標準頻率，f為實際出現或允許出現的頻率，且N=125，其中：
|Gd（k）|=[0，a1，a2，1，…，1，a2，a1]（6）
Gd（k）=exp（－jkpi（N－1）/N）k=0，1，2，…，N－1（7）
式中N為Gd（k）的長度，在計算機上調整a1和a2，可改變高通濾波器的頻率特性。由傅里葉反變換可求得其N點單位抽樣響應g（n）=IDFT（Gd（k）），且g（n）對稱。
（2）由數字高通濾波器到多帶阻帶通濾波器
根據多抽樣率思想，對g（n）進行插值，每一個g（n）后面插入K－1個0，令h（n）=g（n/K），n=0，K，2K，3K，…，（N－1）K；h（n）=0，n=其他。并取h（n）的長度為KN，K=F/50=5。
由多抽樣率理論很容易推導出h（n）的頻譜將是g（n）的頻譜的K倍壓縮。在matlab上仿真，由h（n）的頻譜圖可以看出，其阻帶中心頻率在0Hz，50Hz，100Hz，150Hz，200Hz處。
調整a1和a2的值，可達到阻帶寬度為0.36Hz時，衰減超過60dB；阻帶寬度為0.4Hz時，衰減超過52dB；通帶下限頻率（或上限頻率）與阻帶中心頻率的差為2（F/N）/（F/50）=2×50/N=0.8Hz，通帶減不超過3dB。在直流附近，低于0.18Hz的信號將被濾掉，衰減大于60dB，大于0.8Hz的信號將得到保留，其衰減不超過3dB，在通帶內的紋波系數小于1.2%。
參考文獻：
1．宗孔德，《多抽樣信號處理》，清華大學出版社，2004
2．玉美、高西全、彭學愚，《數字信號處理》，西安電子科技大學出版社，2006
3．姚天任、孫洪，《現代數字信號處理》，華中科技大學出版社，2005
4．周浩敏，《信號處理技術基礎》，北京航空航天出版社，2001
第2篇：信號通信論文范文
（1）ATS自動監控模式：一般情況下，該運行模式對在線列車的運行進行自動監控，并向列車自動發出進路指令，列車在安全保護下司機按照規定的運行時刻表駕駛列車。
（2）調度員人工介入模式：調度員在工作站下達相關的列車運行指令，并人工干預全線列車的運行。介入的內容主要包括對列車進行“扣車”、“終止”、改變行車路線、列車增減等。
（3）列車出入車場調度模式：列車調度員在當天列車運行時刻表的指導下編制列車的運營計劃及場內行車計劃，并上傳至控制中心。車場信息值班工作人員根據運營計劃調整相應的進路信息，以滿足列車的行車需求。
（4）車站現地控制模式：一般情況下只有設備集中站參與到列車運營控制，車站聯鎖及車站ATS系統結合實現對車站及中央二級控制權的調整。經中央ATS設備故障后車站值班工作人員的申請后，并經調度員同意后，可改由車站現地控制。
（5）車場控制模式：場地值班人員根據用車計劃對列車的出入場及場內的作業安排進路排列。
2項目管理及生命周期
項目管理，作為管理學中最為重要的分支學科，一般是指在項目活動過程中，應用專門的知識、技能、工具及方法，并在項目可利用的有限項目資源條件下，實現或超過預期的需求及期望的活動過程。項目管理，主要是對成功實現系列目標相關的活動進行整體的檢測及管控，包括策略、進度計劃即維護項目活動的進展。一般而言，項目管理內容主要包括對項目范圍、項目時間、項目成本、項目質量、項目人力資源、項目溝通及項目風險等內容的管理。項目管理主要經歷項目需求調研、項目分析、項目設計、項目實施、項目上線及項目運維跟蹤等生命周期。
3軌道交通信號系統項目管理模式
3.1城市軌道交通信號系統項目特點
與其他的項目相比，城市軌道交通信息系統擁有獨特的建設特性及建設目標，主要體現在以下方面：首先、需按照地鐵業主的時間要求，保質保量地完成軌道建設，確保順利開通運營。其次、需完成相關設備的安裝調試、以確保設備的正常運轉。
3.2城市軌道交通信號系統項目管理模式
項目管理生命周期中不同的階段有相應的管理任務，需使用到多種技術與工具，信號管理項目管理需完成以下的實踐過程：
3.2.1信號系統項目集的定義
項目集定義階段，主要包括對項目期望收益的定義，對關鍵成功要素的確定及對項目集所需的資源進行估算，并進行論證商業過程。而城市軌道交通信號系統，在項目集定義階段主要有兩方面的內容：第一、掌握用戶運營層面的需求，熟悉城市軌道交通建設的標準流程，以滿足信號系統的國產化率達到70%的目標。第二、努力成為信號系統供應商，掌握信號系統領域的核心科技，并提供信號系統領域的完整解決方案，以實現自主化發展目標。而信號系統項目集資源管理，主要是估算人力、財力及物力。而商業論證的任務，主要在于對項目集進行合理性方面的論證，這是信號系統成功的關鍵因素所在。
3.2.2信號系統項目集的啟動
啟動階段，一般包括項目經理指派、項目章程制定、收益分解結構分解、項目資源預算編制、項目路線圖制定等方面的內容。信號系統項目集經理需同時與多個項目經理或者職能經理打交道，因此指派的項目經理需在溝通和協調方面擁有較強的能力，并具備較強的說服能力。而項目章程的制定，需從信號系統項目集的愿景、核心目標及期望收益等方面出發。對于信號系統項目集而言，路線圖就是項目的進度計劃，一般是由里程碑構成。而商業論證是啟動階段最為重要的成功之一，等待規劃階段的審批。
3.2.3信號系統項目集的規劃
（1）明確項目的發展方向，主要包括項目愿景、任務和戰略目標。
（2）為項目成功構建必要的組織，主要包括政策、流程、角色與職責的定義，并解決項目進展中的各種爭端。
（3）控制、監控、評估及審批項目變更，以確保實現項目目標和收益。
3.3信號系統項目集的實施與監控
第3篇：信號通信論文范文
關鍵詞:節能降耗;綠色通道;核心網絡
近幾年來，全球移動通信產業蓬勃發展。2007年，全球移動用戶數增長了25.9%，2008年由于UMTS3G網絡的開通，用戶數增長了14%，2009年3G網絡的開通，用戶將向WiMAX網絡和4G網絡轉移。總之，全球移動市場仍處于快速增長期。通信產業是一個高科技行業，也是一個高耗能行業，隨著網絡規模的不斷擴張，通信網絡的核心設備、動力系統、冷卻系統以及機房、基站等成倍增加，能耗巨大，目前我國的通信網絡有上萬臺的核心交換設備，有幾十萬的基站，大量的設備不僅需要人員的支撐，而且不間斷的網絡環境也更需要能源來保障。據有關部門估計，2007年我國IT產品的總耗電預計為300億—500億千瓦時。這幾乎相當于三峽電站一年的發電總量（2006年為492.50億千瓦時）。這些林林總總的IT產品，已經讓我們的生活發生了翻天覆地的變化，改變著人們的生產和生活狀態，但是這些IT產品功耗大而且數量眾多，累積起來所消耗的電能可以說是觸目驚心。2008年世界金融風暴使得全球能源供給日趨緊張，2009年能源緊張的格局將會更加嚴峻，因此節能降耗的綠色通道對于通信行業來說顯得尤為重要。
由于IT設備需要成年累月不間斷地運行，除了IT設備自身耗電量巨大外，為滿足機房環境溫度、濕度、空氣含塵濃度的要求，機房內要獨立設置空調調節系統，加上用于機房環境條件技術保障的其他設備，這些最終導致機房成為電力消耗的“大戶”。從機房用電分配上來看，其中IT設備占電能總能耗的44%，制冷系統占38%，電源系統占到15%，照明系統占3%。在機房的IT設備中，網絡設備大概占30%，即大約占機房總能耗的13%。同時，如果網絡設備的功耗降低，相應的空調等設備的消耗也會相應降低，因此目前網絡中心耗能最大的是服務器，其次是一些主干網采用的大型網絡設備，當然其他低端網絡設備因為數量眾多也是不容忽視的。主設備是指服務器、BTS（基站收發臺），其功耗由接入設備的數量和網絡的負荷決定；配套設備主要指空調，基站設備對環境溫度、濕度和潔凈度有一定要求，以保證通信設備的正常運行，空調占了總功耗的絕大部分，平均下來約為總功耗的50%，以中國電信為例，2007年全年消耗電能超過200億度，各種能耗費用超過100億元人民幣；其它功耗成分來自配電系統等。
各國政府已經開始行動以減少能源的消耗、二氧化碳及其他污染物的排放，我國“十一五”規劃就明確了節能減排的工作指標：到2010年，單位國內生產總值能耗降低20％左右。能源的消耗可以用二氧化碳的排放量來計算，1千瓦時約等于0.658kg二氧化碳排放量，除主設備外其他設備的能源消耗也可以用二氧化碳的排放量來計算。假設一個正常基站可使用10年，總二氧化碳排放量為422噸。在所有的影響因素中，主設備占了總二氧化碳排放量的30.9%。根據對二氧化碳排放量的分析，通信產業節能降耗的綠色通道可以從以下5方面展開：1、打造綠色基站，采用新型的功放芯片和高效功放技術，提高設備的能效；2、應用綠色基站軟件有效降低靜態功耗，大幅降低業務量少時的能耗。3、綠色高效的冷卻方案，即減少冷卻能耗和提高電信設備耐熱能力，這樣設備可工作在室溫或更大濕度環境中。4、使用高集成度或分布式方案來減少基站占用空間，即采用多密度載波和射頻寬帶技術實現單模塊支持4到6個載波，同等容量下基站體積更小，重量更輕，UPS等配套要求更低。5、綠色能源的使用，即充分利用太陽能和風能等綠色環保能源。
一、建立綠色核心網絡
從這么多年從事通信網絡設計工作的經驗中，筆者了解到傳統的核心網絡架構是相當復雜的，不僅一二級核心網絡層次多，而且大量的網元導致網絡復雜，整網能耗偏高。以筆者設計的機房為例：機房空間有限，服務器的能耗非常高，導致散熱程度差，而且需要加裝空調，再加上每年擴容的需要，交換機走線和設備布局的不合理，使機房無法實施更進一步的節能降耗措施。因此建立綠色核心網絡勢在必行。建立綠色核心網絡首先應該優化核心網絡架構，實行網絡的扁平化管理，減少核心網中網元的數量，使核心設備上移，逐步使用集成度高，電信級別的平臺代替傳統的服務器，同時建立專業的機房散熱管理方案，如采用自下而上的回風流方式提高冷風的利用率，尤其是在北方城市，這樣就可以有效減少機房空調的使用。
筆者還要強調一下，在工程前期調研及初設階段首先考慮選擇擁有綠色基站技術的供應商和運營商，例如華為和Vodafone。他們擁有IP組網、分布式基站、先進功放、智能電源管理、多載頻技術、統一架構等關鍵綠色技術。這樣設計的基站穩定性、可靠性高，功耗能夠得到進一步優化，而且更有利于網絡的平穩升級。
二、充分利用軟件技術降低能耗
除提高設計水平和利用硬件升級等手段降低能耗以外，充分利用軟件技術實現節能降耗也越來越重要。隨著軟件技術的飛速發展，其應用領域也越來越廣泛，大到網絡轉型，小到CPU超頻。以筆者所在單位為例，通信網絡轉型的速度遠遠高于其他單位基礎設施的更新換代，如果頻繁地對網絡轉型，將造成大量在線設備的退網淘汰以及更多的資源消耗，那么利用軟件技術提高現有網絡設備的工作效率，從而降低能耗也是非常重要的手段。通過對上網用戶在線時間的統計分析，全網在忙時和閑時網絡負荷變換最大，那么就可以通過軟件調整核心網絡設備的主頻，讓它隨網絡負荷變化，在閑時自動將設備處理能力降低，減少電能的消耗。
三、提高空間利用率降低設備冗余度
隨著通信產業的蓬勃發展，每年入網用戶日益增多，基站和設備間能夠利用的空間越來越小，設備密度也越來越大，電力消耗明顯提高，因此采用高集成度或分布式設計方案來減少基站和設備間的空間占用，使用體積更小，重量更輕，支持端口更多的設備來有效降低設備冗余度，對于降低能耗也是重要的綠色手段。對于高端網絡設備來講，性能和功能無疑是最重要的，功耗降低會以性能的降低為代價。一般的情況下，為保證功能、性能、業務卡的數量和運行可靠，設備的功耗也會較大。這類設備數量較少，放置位置的環境情況也比較好。因此，在選擇高端設備方面我們只是把功耗指標作為一個輔助的參考指標。
對于低端的網絡產品，如數量巨大的接入層交換機，雖然他們的功能都很強大，但是我們實際應用時只會用到它的部分功能，完全可以通過犧牲一些我們不需要的性能來換取設備的功耗降低。現在有一些接入層交換機因為自身功耗小，已經實現了設備內部無風扇，這類產品就能很好地降低設備的功耗。對于低端網絡設備來說，采購過程中會把功耗作為一個比較重要的指標來考慮
四、推崇綠色環保能源的使用
利用太陽能和風能等混合能源，可更好地保護環境，減少污染物排放。在有條件的地區充分利用太陽能、風能作為輔助能源，降低電能消耗，分解能源問題。在北方城市，利用季節明顯，冬季日夜溫差較大的特點，優化基站、核心機房、設備間的通風設計方案和溫度控制方案，充分利用自然環境溫度實現溫控的目的，減少冷卻系統和大功率空調的使用，降低能耗，建立更多能源使用的綠色通道，使能源利用率更高。
為了使通信產業向著更加綠色的方向發展，節能降耗勢在必行，讓我們共同努力，打造出更多的綠色通道，從技術上提高設備、能源的使用效率，減少不必要的損耗，以實際行動來保護環境，推動通信產業持續健康發展。
參考文獻：
第4篇：信號通信論文范文
關鍵詞:節能降耗;綠色通道;核心網絡
近幾年來，全球移動通信產業蓬勃發展。2007年，全球移動用戶數增長了25.9%，2008年由于UMTS3G網絡的開通，用戶數增長了14%，2009年3G網絡的開通，用戶將向WiMAX網絡和4G網絡轉移。總之，全球移動市場仍處于快速增長期。通信產業是一個高科技行業，也是一個高耗能行業，隨著網絡規模的不斷擴張，通信網絡的核心設備、動力系統、冷卻系統以及機房、基站等成倍增加，能耗巨大，目前我國的通信網絡有上萬臺的核心交換設備，有幾十萬的基站，大量的設備不僅需要人員的支撐，而且不間斷的網絡環境也更需要能源來保障。據有關部門估計，2007年我國IT產品的總耗電預計為300億—500億千瓦時。這幾乎相當于三峽電站一年的發電總量（2006年為492.50億千瓦時）。這些林林總總的IT產品，已經讓我們的生活發生了翻天覆地的變化，改變著人們的生產和生活狀態，但是這些IT產品功耗大而且數量眾多，累積起來所消耗的電能可以說是觸目驚心。2008年世界金融風暴使得全球能源供給日趨緊張，2009年能源緊張的格局將會更加嚴峻，因此節能降耗的綠色通道對于通信行業來說顯得尤為重要。
由于IT設備需要成年累月不間斷地運行，除了IT設備自身耗電量巨大外，為滿足機房環境溫度、濕度、空氣含塵濃度的要求，機房內要獨立設置空調調節系統，加上用于機房環境條件技術保障的其他設備，這些最終導致機房成為電力消耗的“大戶”。從機房用電分配上來看，其中IT設備占電能總能耗的44%，制冷系統占38%，電源系統占到15%，照明系統占3%。在機房的IT設備中，網絡設備大概占30%，即大約占機房總能耗的13%。同時，如果網絡設備的功耗降低，相應的空調等設備的消耗也會相應降低，因此目前網絡中心耗能最大的是服務器，其次是一些主干網采用的大型網絡設備，當然其他低端網絡設備因為數量眾多也是不容忽視的。主設備是指服務器、BTS（基站收發臺），其功耗由接入設備的數量和網絡的負荷決定；配套設備主要指空調，基站設備對環境溫度、濕度和潔凈度有一定要求，以保證通信設備的正常運行，空調占了總功耗的絕大部分，平均下來約為總功耗的50%，以中國電信為例，2007年全年消耗電能超過200億度，各種能耗費用超過100億元人民幣；其它功耗成分來自配電系統等。
各國政府已經開始行動以減少能源的消耗、二氧化碳及其他污染物的排放，我國“十一五”規劃就明確了節能減排的工作指標：到2010年，單位國內生產總值能耗降低20％左右。能源的消耗可以用二氧化碳的排放量來計算，1千瓦時約等于0.658kg二氧化碳排放量，除主設備外其他設備的能源消耗也可以用二氧化碳的排放量來計算。假設一個正常基站可使用10年，總二氧化碳排放量為422噸。在所有的影響因素中，主設備占了總二氧化碳排放量的30.9%。根據對二氧化碳排放量的分析，通信產業節能降耗的綠色通道可以從以下5方面展開：1、打造綠色基站，采用新型的功放芯片和高效功放技術，提高設備的能效；2、應用綠色基站軟件有效降低靜態功耗，大幅降低業務量少時的能耗。3、綠色高效的冷卻方案，即減少冷卻能耗和提高電信設備耐熱能力，這樣設備可工作在室溫或更大濕度環境中。4、使用高集成度或分布式方案來減少基站占用空間，即采用多密度載波和射頻寬帶技術實現單模塊支持4到6個載波，同等容量下基站體積更小，重量更輕，UPS等配套要求更低。5、綠色能源的使用，即充分利用太陽能和風能等綠色環保能源。
一、建立綠色核心網絡
從這么多年從事通信網絡設計工作的經驗中，筆者了解到傳統的核心網絡架構是相當復雜的，不僅一二級核心網絡層次多，而且大量的網元導致網絡復雜，整網能耗偏高。以筆者設計的機房為例：機房空間有限，服務器的能耗非常高，導致散熱程度差，而且需要加裝空調，再加上每年擴容的需要，交換機走線和設備布局的不合理，使機房無法實施更進一步的節能降耗措施。因此建立綠色核心網絡勢在必行。建立綠色核心網絡首先應該優化核心網絡架構，實行網絡的扁平化管理，減少核心網中網元的數量，使核心設備上移，逐步使用集成度高，電信級別的平臺代替傳統的服務器，同時建立專業的機房散熱管理方案，如采用自下而上的回風流方式提高冷風的利用率，尤其是在北方城市，這樣就可以有效減少機房空調的使用。
筆者還要強調一下，在工程前期調研及初設階段首先考慮選擇擁有綠色基站技術的供應商和運營商，例如華為和Vodafone。他們擁有IP組網、分布式基站、先進功放、智能電源管理、多載頻技術、統一架構等關鍵綠色技術。這樣設計的基站穩定性、可靠性高，功耗能夠得到進一步優化，而且更有利于網絡的平穩升級。
二、充分利用軟件技術降低能耗
除提高設計水平和利用硬件升級等手段降低能耗以外，充分利用軟件技術實現節能降耗也越來越重要。隨著軟件技術的飛速發展，其應用領域也越來越廣泛，大到網絡轉型，小到CPU超頻。以筆者所在單位為例，通信網絡轉型的速度遠遠高于其他單位基礎設施的更新換代，如果頻繁地對網絡轉型，將造成大量在線設備的退網淘汰以及更多的資源消耗，那么利用軟件技術提高現有網絡設備的工作效率，從而降低能耗也是非常重要的手段。通過對上網用戶在線時間的統計分析，全網在忙時和閑時網絡負荷變換最大，那么就可以通過軟件調整核心網絡設備的主頻，讓它隨網絡負荷變化，在閑時自動將設備處理能力降低，減少電能的消耗。
三、提高空間利用率降低設備冗余度
隨著通信產業的蓬勃發展，每年入網用戶日益增多，基站和設備間能夠利用的空間越來越小，設備密度也越來越大，電力消耗明顯提高，因此采用高集成度或分布式設計方案來減少基站和設備間的空間占用，使用體積更小，重量更輕，支持端口更多的設備來有效降低設備冗余度，對于降低能耗也是重要的綠色手段。對于高端網絡設備來講，性能和功能無疑是最重要的，功耗降低會以性能的降低為代價。一般的情況下，為保證功能、性能、業務卡的數量和運行可靠，設備的功耗也會較大。這類設備數量較少，放置位置的環境情況也比較好。因此，在選擇高端設備方面我們只是把功耗指標作為一個輔助的參考指標。
對于低端的網絡產品，如數量巨大的接入層交換機，雖然他們的功能都很強大，但是我們實際應用時只會用到它的部分功能，完全可以通過犧牲一些我們不需要的性能來換取設備的功耗降低。現在有一些接入層交換機因為自身功耗小，已經實現了設備內部無風扇，這類產品就能很好地降低設備的功耗。對于低端網絡設備來說，采購過程中會把功耗作為一個比較重要的指標來考慮
四、推崇綠色環保能源的使用
利用太陽能和風能等混合能源，可更好地保護環境，減少污染物排放。在有條件的地區充分利用太陽能、風能作為輔助能源，降低電能消耗，分解能源問題。在北方城市，利用季節明顯，冬季日夜溫差較大的特點，優化基站、核心機房、設備間的通風設計方案和溫度控制方案，充分利用自然環境溫度實現溫控的目的，減少冷卻系統和大功率空調的使用，降低能耗，建立更多能源使用的綠色通道，使能源利用率更高。
為了使通信產業向著更加綠色的方向發展，節能降耗勢在必行，讓我們共同努力，打造出更多的綠色通道，從技術上提高設備、能源的使用效率，減少不必要的損耗，以實際行動來保護環境，推動通信產業持續健康發展。超級秘書網：
參考文獻：
第5篇：信號通信論文范文
論文關鍵詞：CDMA，擴頻通信MATLAB，通信系統
一、MATLAB完成一個簡單通信系統仿真所需的基本工作
1.1、信道調制
首先完成的是信道調制的工作，其調制結果如下圖所示：
從上圖圖中我們可以看出，經過BPSK調制的系統性能較直接發送數據有了很大的提高。其原因是經過BPSK調制之后，在接受端的判決電平就由原來的0.5變為0，其判決電平的變化直接使得系統的抗噪聲性能有了大大的提高通信系統，所以其誤碼率跟沒有調制之前比較，下降了很多。
ber =（沒有經過調制直接發送數據的誤碼率）
Columns 1 through 7
0.1967 0.14500.1733 0.1400 0.09500.0771 0.0567
Columns 8 through 10
0.03640.0189 0.0147
ber =（經過BPSK調制再發送數據的誤碼率）
Columns 1 through 7
0.06880.0340 0.0179 0.01250.0056 0.0024 0.0009
Columns 8 through 10
0.00020.0000 0.0000
1.2、不同信道比較
上面進行的是在相同的信道下，未經過調制直接發送與經過BPSK調制后再發送兩種情況下系統的性能比較。接下來要進行的是經過BPSK調制以后，不同信道下系統性能比較。比較結果如下圖所示：
上圖中的兩條曲線分別是在BPSK調制下，信號在AWGN信道模型和瑞利衰落模型條件下產生的，從圖中可以看出，瑞利信道要比AWGN信道惡劣的多，在SNR提高到30dB下，系統性能還比AWGN信道下差了好幾個數量級論文格式模板。
ber =（GAUSS信道下的誤碼率）
Columns 1 through 7
0.06000.0385 0.0196 0.01040.0069 0.0026 0.0007
Columns 8 through 10
0.00020.0000 0.0000
ber =（瑞利信道下的誤碼率）
Columns 1 through 7
0.12330.1420 0.1425 0.05000.1667 0.0967 0.0340
Columns 8 through 14
0.03930.0286 0.0134 0.03840.0125 0.0178 0.0098
Columns 15 through 21
0.00590.0043 0.0090 0.00430.0030 0.0015 0.0016
Columns 22 through 28
0.00590.0047 0.0011 0.00090.0005 0.0005 0.0002
Columns 29 through 30
0.00020.0001
二、CDMA多用戶傳輸系統
2.1、實現多用戶抗多址干擾傳輸，研究擴頻序列互相關性與系統性能的關系
從圖中可以看出通信系統，多用戶傳輸系統的性能會比單用戶的性能差，表現為在同等SNR條件下，誤碼率較單用戶高。同時系統的性能也跟擴頻碼的相關性有關，當擴頻碼相關性提高時，誤碼率卻隨之下降。這是因為在接收端解調時是利用擴頻碼的自相關性。在接收端利用每一個用戶唯一的擴頻碼進行接收解調，由于該擴頻碼與其他用戶的擴頻碼為近似正交，所以其他用戶的信號會被當作噪聲而去除。可見，系統的性能和擴頻碼的相關性是成正比關系的。
ber =（單信源）
Columns 1 through 7
0.05100.0301 0.0237 0.01480.0063 0.0023 0.0007Columns 8 through 10
0.00020.0000 0.0000
ber =（正交擴頻碼雙信源）
Columns 1 through 7
0.08450.0773 0.0478 0.02290.0106 0.0053 0.0013
Columns 8 through 10
0.00030.0001 0.0000
ber =（相關系數為0.5的擴頻碼雙信源）
Columns 1 through 7
0.21650.1672 0.1730 0.15580.1099 0.0871 0.0656
Columns 8 through 10
0.04780.0211 0.0108
2.2、研究擴頻序列自相關性抗多徑干擾的能力
從圖中和下面的ber數據可以看出，在抗多徑干擾方面，擴頻碼的自相關性是很重要的通信系統，隨著自相關性的提高，系統的性能也越接近單徑傳輸的性能。因為寬帶信號的傳輸中是受到頻率選擇性衰落的，而進行擴頻后的信號在很寬的頻譜上有著相同的能量，任意給定時間只有一小部分頻譜受衰落的影響。在時域上分析，多徑干擾是因為在不同的信道中傳輸，到達接收端的時間有延遲，不同時間到達的信號相互疊加而造成影響。而對于擴頻后的信號而言，由于經過延遲到達的信號其自相關性變差，將會被當成不相關的別的用戶信號而被濾除。而當擴頻碼的自相關性不好的時候，就會造成系統性能的下降論文格式模板。
ber =（單徑）
Columns 1 through 7
0.13230.0958 0.0903 0.06980.0497 0.0491 0.0317
Columns 8 through 14
0.04310.0345 0.0257 0.02130.0222 0.0129 0.0086
Columns 15 through 21
0.00740.0062 0.0057 0.00390.0032 0.0025 0.0019
Columns 22 through 28
0.00150.0015 0.0009 0.00090.0006 0.0005 0.0003
Columns 29 through 30
0.00040.0002
ber =（雙徑相關系數為1.0）
Columns 1 through 7
0.14370.1131 0.1344 0.09360.0832 0.0725 0.0497
Columns 8 through 14
0.03690.0302 0.0300 0.02900.0197 0.0155 0.0113
Columns 15 through 21
0.00860.0062 0.0061 0.00360.0045 0.0033 0.0024
Columns22 through 28
0.00150.0017 0.0011 0.00070.0007 0.0005 0.0004
Columns 29 through 30
0.00040.0002
ber =（雙徑相關系數為0.6）
Columns 1 through 7
0.19840.2165 0.1818 0.17860.1312 0.1244 0.0787
Columns 8 through 14
0.06800.0540 0.0620 0.04010.0358 0.0258 0.0282
Columns 15 through 21
0.02000.0138 0.0148 0.01280.0082 0.0089 0.0050
Columns 22 through 28
0.00460.0031 0.0029 0.00210.0017 0.0016 0.0013
Columns 29 through 30
0.0009 0.0006
2.3、實際系統的模擬
在實際的CDMA系統中通信系統，目前采用的是用M序列作為擴頻碼。因此在實驗中我們用32位的M序列和GOLD序列作為對實際系統的模擬，按照M序列的性質，該模擬系統總共可以容納32個用戶同時傳輸。
三、結論
1.經過調制后的信號在信道中傳輸比直接將信號進行傳輸的系統性能要好的多。
2.CDMA系統的抗多址干擾性能很好，并且跟擴頻碼的正交性呈現正相關關系，即擴頻碼的正交性能越好，系統的抗多址性能也越好。
3.CDMA系統的抗多徑干擾性能也很好，同樣地，系統的抗多徑性能也跟系統的擴頻碼的正相關性有關 。
參考文獻
[1]Theodore S.Rappaport 著 無線通信原理及應用（第二版）北京 電子工業出版社.2004 :96 – 108.
[2]樊昌信著通信原理教程（第二版）北京電子工業出版社.2008:53–76.
[3]（美）莫利斯著田斌等.譯無線通信北京電子工業出版社.2008:325–341.
[4]JhongSamLeeLeon 著 CDMA系統工程與手冊 北京人民郵電出版社.2001 :3 – 27.
[5]（美）KyoungLiKim著 CDMA系統設計與優化 北京 人民郵電出版社.2000 :45 – 67.
第6篇：信號通信論文范文
關鍵詞：擴展頻譜通信；跳頻通信；Matlab
中圖分類號：TN914.43 文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2016）11（a）-0000-00
1 對跳頻通信進行數學模型建立及對系統原理進行描述
對于跳頻擴頻通信，它的基本理論依據主要是根據信息論中的Shannon公式來的[4]，下式為它的具體公式描述：
c Blb（1 P / N）
在上式中，對于參數c、B、P及N，它們所代表的含義分別如下。其中，N，表示為噪聲功率；c，代表系統的信道容量（bits/s）；P，表示為信號的平均功率；對于B，則表示為系統的信道帶寬（Hz）。通過上式可以很明確、很清晰的知道，當滿足一定條件（如在一定的信道容量之條件下），可以采用增加信道帶寬的辦法、或者通過減少發送信號功率的辦法等，來對信道的帶寬進行減少、或者采取一定的方式來對信道的容量進行提高，這樣就能夠增加發送信號方面的功率，更進一步，使得信道的容量發生變化，并且不斷的得到提高 [5]。
對于跳頻系統，由于它的載波頻率是在不斷發生變化的，如果想要在接收機中對載波相位進行跟蹤，很明顯，要實現該種情況是比較困難的，所以，在一般情況之下，我們是選擇可非相干解調方式作為跳頻擴頻通信系統的調制方式，并且，該種調制方式所具有的優勢是其它調制方式不能夠相比的，而頻移鍵控FSK調制則是經常采用的方式。對于數據載波為a（t），以及數據速度Ra，對它們的取值分別為+1和-1，當進行移頻鍵控調制（即頻率偏差為Δf）后，它所輸出的等效低通信號為b（t）[6]，具體的表達式如下式1-1所示：
b（t） exp（ j2πa（t ）f ） （1-1）
在跳頻擴頻通信系統中，我們把偽隨機序列控制下的瞬時頻率定義為f（t）[7]，它會隨著時間的不斷改變，而對應的瞬時頻率f（t）的取值在頻率點fi，i=1，2，3，4…，N上也會發生改變[8]。那么，對于跳頻載波信號，它的等效低通信號C（t）如下式：
c（t） exp（j2f （t）） （1-2）
對于跳頻擴頻通信系統，它主要是以跳頻載波來實現對數據調制信號的頻率進行搬移的一個過程[9]，通過這樣一個過程，則跳頻擴頻通信系統所輸出的等效低頻信號d（t）如下式1-3所示；
d（t） b（t）c （t）
exp（j2（a（t）f f （t））） （1-3）
在跳頻擴頻系統的接收端，采用同步偽隨機碼控制的頻率、以及偽隨機變化的載波和接收信號作為混頻，在這樣的條件下，所得到的系統輸出信號為bxj，它的表達式如下式1-4所示： bsj （d（t） N（t） I（t））c （t）
exp（2 ja（t）f ） （N （t）
I（t））exp（ j2f （t）） ， （1-4）
對于上式1-4，它的參數N（t）、I（t）所代表的含義如下：N（t），它表示噪聲；I（t），它則表示干擾信號。通過采用同步跳變的本地恢復載波來實現對接收信號進行混頻后，在這樣的情況下，就能得到解跳后的寬帶干擾信號、窄帶信號b（t）、以及信號噪聲等。
2 跳頻的主要技術指標及關鍵技術
對于一個跳頻擴頻通信系統而言，它所包括的技術指標主要有：①跳頻頻率的數目；②跳頻的帶寬；③跳頻碼的周期；④跳頻的速率；⑤跳頻系統的同步時間。對于這些技術指標，它們所代表的含義分別如下：①跳頻頻率的數目。在一般情況下，通過對跳頻信號的處理增益 ，這樣就能夠得到相等的跳頻點數。②跳頻的帶寬。在通常情況之下，跳頻的帶寬是與抗部分頻帶的干擾能力存在一定關系的。③跳頻碼的周期。倘若跳頻圖案的延續時間越長，那么，這樣就會使敵方破譯變得更加的困難，因此，其抗截獲 的能力就越強。④跳頻的速率。顧名思義，就是指每秒鐘頻率跳變的次數，決定跳頻圖案延續時間的長度。⑤跳頻系統的同步時間。針對該同步時間的相關定義是非常多的，但這里主要是指對于跳頻圖案，要使其系統收發雙方的時間達到一致，即完全同步，并且，對于通信所需要的相關時間也要進行建立。
3 對系統進行仿真模型的建立
3.1 對Simulink仿真工具進行概述
在本論文的研究過程中，采用的仿真工具是基于MATLAB提供的仿真平臺Simulink。另外，采用Simulink仿真平臺來建模是很方便的，它所帶有的軟件包是能夠對相關的稻萁行仿真、進行分析的，是一個動態系統。它能夠支持的系統也是非常多的，如連續系統、線性系統等。
3.2 模型建立
在基于Simulink仿真軟件的基礎上面建立起來的跳頻擴頻通信系統仿真模型，通常情況之下，它能夠對跳頻擴頻通信系統的整個工作過程進行實時監控及反映相關的問題，對于系統擴頻前后的頻譜，通過該仿真軟件能夠實時的觀測。
4 對仿真結果進行分析
為了更加準確、更加合理的得到本論文研究的跳頻擴頻通信系統的仿真精確結果，所設定的相關仿真條件如下：對于所采用的跳頻載頻，它是采用偽隨機整數方面的信號控制系統來進行實現的；對跳頻點數設定為64個；對于跳頻的頻率間隔，是把它設定為50跳/秒；數據調制采用FSK，并且頻率的間隔為200HZ；對于每個符號，它的采樣點數為120。我們把本次系統仿真實驗的時間設定為1000s。
5 結束語
本論文首先對跳頻擴頻通信系統的數學建模進行了簡單介紹，然后對跳頻通信的系統工作原理進行了概述，對跳頻的主要技術指標及關鍵技術進行了介紹，接著，對Simulink仿真工具進行概述及對其進行相關模型的建立，最后，就是采用Simulink仿真軟件對跳頻擴頻通信系統進行模型的建立，并進行了仿真研究。在進行仿真實驗前，設定了相關的仿真條件，如跳頻點數、采樣點數、跳頻頻率間隔等相關條件，這樣設定的目的是為了保證仿真的實驗結果更加準確。
參考文獻
[1] 陳高平等.擴頻通信技術在CDMA中的應用[J].通信技術，2012，（07）：54-59.
第7篇：信號通信論文范文
【關鍵詞】照明光源；無線網絡；智能控制
1.前言
目前我國照明用電量占建筑用電的20%-30%，智能照明電氣公司生產的場景控制器和調光產品基本上都采用開環控制，根據區域要求打開光源并調節光的輸出，這樣很難達到該環境最合理的照度，通常調節好一個照度水平后，不會再根據該環境的光線強度來改變照度。這種不合理的控制光源方法，增加了用電量，造成大量污染。無線傳感器網絡技術是本世紀最具影響力的技術之一，如果將無線傳感技術應用到照明控制系統中，不僅會大大減少成本，而且節約資源，避免不必要的浪費。
本文提出的照明控制系統主要利用短距離無線通信和CAN總線技術，應用于小環境光源照明控制，由無線通信基站、無線通信從站和終端節點組成。本方案適合小環境光源控制，克服了自動化程度低、管理比較混亂、控制相對分散的傳統照明控制系統的缺點，為人們生活提供一個更加智能化的環境。
2.原理及技術
本研究方案主要應用到短距離無線通信技術和CAN總線技術。其中，短距離無線通信技術采用低功率短距離無線通信技術，采用nRF905無線射頻收發芯片。無線通信基站由STC89C52和nRF905無線收發器組成。STC89C52為改基站的控制芯片，用來產生控制信號，并對從站返回的狀態做出反應，確保照明光源運轉正常；nRF905無線收發器為基站信號發送設備，通過nRF905完成對控制信號的發送和對從站發送的照明光源狀態信號的接收。
2.1 短距離無線通信
隨著通信和信息技術的不斷發展，短距離無線通信技術的應用步伐不斷加快，正日益走向成熟。一般意義上，只要通信收發雙方通過無線電波傳輸信息且傳輸距離限制在較短范圍（幾十米）以內，就可稱為短距離無線通信。短距離無線通信技術的工作頻段為ISM頻段，使用這類頻段不需要任何許可證，通常只要求發射不超過一定的功率（通常低于1W），只要不干擾其它頻段即可。目前常見的短距離無線通信經常應用于以下幾個ISM頻段：27MHz頻段；2.4GHz頻段和315MHz；433MHz和868MHz等頻段。
2.2 CAN總線
CAN總線是德國BOSCH公司從80年代初為解決現代汽車中眾多的控制與測試儀器之間的數據交換而開發的一種串行數據通信協議，它是一種多主總線，通信介質可以是雙絞線、同軸電纜或光導纖維。通信速率可達1MBPS。CAN總線是具有通信速率高、容易實現、且性價比高等諸多特點的一種已形成國際標準的現場總線，是最有前途的現場總線之一。
3.選用部件
本方案所用設備主要為PHILIPS半導體生產PCA89C250收發器、SJA1000控制器和挪威Nordic公司nRF905無線收發器。
PCA82C250是CAN控制器的物理接口，其主要作用是：給BUS提供差動發送信號，給CAN控制器提供差動接受信號。該芯片采用5V直流電供電，PCA82C50是針對汽車中高速通訊的應用而設計，符合ISO11898標準。
SJA1000是一種CAN獨立控制器，通常用于自動化領域，用來控制區域網絡控制。SJA1000與控制器Basic CAN最主要的不同在于SJA1000提供了Pelican的全新工作模式，在該模式下，CAN總線符合全部的CAN2.0B協議。
挪威Nordic公司的nRF905芯片主要應用于小面積區域。nRF905在無線數據通信、無線報警及安全系統、無線監測、無線開鎖、家庭自動化和玩具等諸多領域得到廣泛應用。
4.系統硬件
4.1 nRF905通訊模塊
nRF905與STC89C52單片機硬件接口如圖1所示。
4.2 CAN控制收發器
本方案用到的PCA82C250芯片是為CAN協議配置的物理總線接口，能夠為CAN總線提供差動發送能力，為SJA1000提供差動接收能力。圖2為SJA1000與PAC82C250組成的硬件圖。
5.系統軟件
硬件操作需要通過軟件來實現。軟件的基本操作包括初始化和常規服務兩部分。初始化服務包括SJA1000和nRF905兩個芯片的初始化，SJA1000發送和接收的配置，nRF905的發送和接收的配置；常規服務包括：無線通信基站、無線通信從站、無線終端節點之間的通信。
5.1 CAN總線操作
初始化SJA1000芯片，配置SJA_MOD寄存器，進入復位模式，確定驗收濾波器模式；配置SJA_CDR0寄存器，選擇PeliCAN模式，禁止SJA1000的CLKOUT引腳；配置總線定時寄存器波特率設置為125Kbps，配置輸出控制寄存器為正常輸出模式，TX0為下拉，TX1為下拉；配置命令寄存器釋放接收緩沖器，配置驗收濾波寄存器。
5.2 無線數據操作
初始化nRF905，nRF905所有配置都是通過SPI接口進行，SPI接口由5個寄存器組成，只有在掉電模式和Standby模式是激活的。置高PWR_UP，置低TRX_CE使nRF905工作于Standby模式。SPI接口包括5個內部寄存器：狀態寄存器、RF配置寄存器、發送地址寄存器、發送有效數據寄存器、接收有效數據寄存器。通過配置RF配置寄存器可使nRF905正常運行。
5.3 CAN總線數據發送
CAN發送：發送緩沖器配置分為描述符區和數據區，描述符區第一個字節是幀信息字節，它說明了幀格式（標準幀格式或擴展幀格式）、遠程或數據幀和數據長度。標準幀格式有兩個字節的識別碼，擴展幀格式有4個字節的識別碼，數據長度最長為8個字節，發送緩沖器長13個字節。配置發送緩沖器工作在擴展幀格式，發送數據幀，數據長度為8個字節，識別碼與下位機匹配，發送數據為nRF905無線接收的數據。檢測狀態寄存器，接收狀態位為0、發送完成狀態位為1且發送緩沖器狀態位為1，則將發送緩沖器數據放入TX緩沖器，命令寄存器SJA_CMR發送請求位置1，發送數據。
5.4 CAM總線數據接收
CAN接收：中斷寄存器SJA_IR接收中斷位置高，開始接收RX緩沖區數據，將數據存入接收緩沖區，存儲完成后接收緩沖器位置高釋放RX緩沖區；釋放仲裁丟失捕捉寄存器和錯誤捕捉寄存器。
5.5 無線數據發送
nRF905發送：TRX_CE=0，TXEN=0，nRF905處于SPI編程；CSN置低，SPI等待一條指令W_TX_PAYLOAD=“00100000”，寫TX有效數據，寫操作從字節0開始；發送TX緩存存放數據；CSN置高；CSN置低，SPI等待一條指令，W_TX_ADDRESS=“00100010”，寫TX地址，全部寫操作從字節0開始；發送TX緩存存放地址；CSN置高；TRX_CE置高開始發送；發送完成后TRX_CE置低。
5.6 無線數據接收
nRF905接收：TRX_CE=1，TXEN=0，nRF905處于接收狀態；DR=1&&TRX_CE==1&&TXEN==0是否為1，判斷是否有新數據傳入且數據接收完成，TRX_CE=0進入Standby模式；CSN置低，SPI等待一條指令，R_RX_PAYLOAD=“00100100”，讀RX有效數據，讀操作從字節0開始；CSN置高；TRX_CE=1。
5.7 無線通信基站控制
常規服務即無線通信基站工作包括：在完成對nRF905芯片的初始化后使TXEN和TRX_CE引腳置低，nRF905處于SPI編程，將nRF905所發地址及數據寫入緩存，置高TRX_CE和TXEN引腳，發送數據，發送不成功則重新發送，如果成功，置低TRX_CE，等待下一個數據發送。
6.系統測試
將CAN收發器單片機的串行接口與PC機串口相連，利用PC機串口通信程序將數據通過串口發送給CAN接收器，實現CAN節點的收發數據測試。串行通信的參數設置為：串口端口號：1；波特率：9600bps；數據位：8位；停止位：1位。
在使用串口時先要打開串口，然后將數據傳給CAN節點單片機。發送數據中要包含無線控制器的下位機地址和其他控制信息，如在實驗中使用的節點地址為0x00020406、其他控制數據為34。34對應的二進制數據為00110100。實驗表明，本方案給出的無線與有線混合的網絡控制系統工作正常。
無線通信基站發送0X34到無線通信從站，從站接收信號后通過CAN總線發送至終端節點，終端節點接收并在數碼管顯示接收數據，并控制下面LED燈相應的暗滅，顯示正常發送RXOK信號通過CAN總線傳輸至無線通信從站，從站將信號發送至基站，基站接收信號并將數碼管置零，等待下一個發送信息。
7.小結
該系統能利用有線與無線網絡相結合完成對光源的控制，取得了較好的效果，綜合了有線和無線網絡的各自優點，使得網絡控制成本更低、網絡利用率更高、系統智能化更強，便于網絡的管理和應用，適合學校、家庭、政府、企業等場所應用，該網絡結構的應用將具有可觀的社會效益和經濟效益。
參考文獻
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第8篇：信號通信論文范文
在本屆與模擬技術相關的領域中，值得關注的是支持軟件無線電設備及多模接收設備的模擬濾波器技術、數字校正技術，以及性能接近晶體振蕩器的CMOS LC振蕩器。
最近幾年，面向軟件無線電以及認知無線電的研發工作變得活躍起來。為了實現這兩種技術，可在寬頻帶中利用的RF收發器技術以及可重新配置的模擬基帶電路技術是必不可少的。
NEC支持軟件無線電設備的離散時間型低通濾波器采用Duty-cycle調制方式可變電壓／電流元器件(跨導器)，實現了從400kHz一30MHz的可變帶寬[3.1]。
PLL及振蕩器在高性能和新工藝方面也有進展。加州大學圣地亞哥分校等的N分頻PLL，帶寬擴展到975kHz，并利用量化噪聲適應性消除電路改善了相位噪聲[19.2]。
另外，電源芯片則是在改善調節器的功率、效率以及提高速度、擴展帶寬和降低電壓方面取得了進展。美國亞利桑那州大學了供高效率功放使用的調節器，同時采用了AB類放大器和開關調節器[24.8]。
(夏普公司電子器件開發本部 藤本義久)
數據轉換器：實現了24GSPS和0.2V驅動所有指標的記錄都被刷新
ADC／DAC等數據轉換器領域都在采用更先進的工藝，并不斷降低電壓。入選本屆ISSCC的論文中有超過50％的論文采用了130nm以下的工藝，而采用65nm工藝的數據轉換器的論文數量占到了全部論文的25％。
在工藝發展的帶動下，數據轉換器的功耗在逐漸降低，品質因數也在不斷改善。以前，衡量數據轉換器性能的指標是速度、精度以及功耗。但最近，品質因數與驅動電壓也和速度一起成為必需的評價指標。其原因在于，數據轉換器在便攜式設備應用中的重要性正在增加。在本屆會議上，這三個指標均有所突破。
加拿大Nortel公司了速度最快的CMOS電路，采樣速率高達24GSPS[30.3]。該CMOS芯片采用90nm CMOS工藝制造，集成了160個通道的6位精度SAR型ADC，令其交替工作。從而實現了極高的采樣速率。
荷蘭特文特大學的ADC的品質因數達到4.4fJ[12.4]，這一數值僅相當于以往的1/10。獲得這一指標的原因是，該產品采用了對電容電壓進行分階段控制的技術。
在低電壓驅動方面，麻省理工學院了利用0.2V電壓驅動的Flash ADC[30.8]，并為此新開發了可利用亞閾值區電壓工作的技術。
(富士通研究所系統芯片電路開發研究所 冪本三六)
RF：基于CHOS工藝的毫米波PATHz高頻應用進入視野
與ISSCC 2007一樣，本屆會議上也陸續了許多基于CMOS工藝的毫米波電路。以前，面向60GHz或77GHz頻段的芯片是以化合物半導體為主，但在2006年出現了基于SiGe工藝的芯片，到2007年又有基于CMOS工藝的接收器。在本屆IS SCc上，終于也見到了采用CMOS工藝集成PA的毫米波芯片。于是，全部采用CMOS工藝的毫米波收發器開始具有現實意義。
NEC了面向60GHz頻段的收發器[31.1]。發射電路中集成有I/Q調制器、DA(驅動放大器)、VGA(可變增益放大器)和PA(功率放大器)。接收電路中集成有LNA(低噪聲放大器)、VGA、驅動放大器和I/Q解調器。PA的輸出功率達到8.4dBm，增益也高達10.3dB。
在頻率更高的接收器中，集成度也在不斷提高。加拿大多倫多大學和意法半導體共同了95GHz接收器[9.1]。該接收器采用65nmCMOS工藝，不僅集成了LNA、混頻器和IF放大器，而且集成了VCO和分頻器。工作頻率高達76GHz~95GHz，轉換增益為12.5dB，噪聲系數為7dB，VCO的相位噪聲是-95dBc/Hz(1MHz偏置)。該接收器的工作溫度甚至可以達到100℃。
基本電路的工作頻率也有顯著提高，超出毫米波而應用到THz級頻率的CMOS技術也已經出現。美國佛羅里達州大學的410GHz推一推振蕩器采用了45nm CMOS工藝[26.1]。由于其頻率太高，常規的探頭難以測量，因此芯片上還裝備了用于測量的天線。
(松下電器產業公司半導體器件研究中心 酒井啟之)
無線通信：UWB、手機和WLAN都在向更高的集成度發展
無線通信領域由“UWB相關技術”、“手機收發器”和“WLAN/WPAN(無線個人局域網)收發器”等三個專題會議構成。
在UWB相關技術的專題中最值得注意的論文是Alereon公司的UWB收發器[6.4]。而在手機收發器方面，ADI公司無需SAW濾波器的收發器對于今后的技術發展很有參考價值[10.2]。
WLAN方面，Atheros通信公司的2×2 MIMO SoC的論文頗為引人矚目，這款SoC支持IEEE802.11n標準[20.2]。802.11n標準產品的高成本問題此前一直難以解決，但Atheros公司的這款SoC面積很小，很可能會獲得相當廣泛的應用。該領域與數字SoC一樣，采用先進工藝以提高集成度、進而降低電壓的競爭非常激烈。2005年，支持IEEE 802.11b標準的SoC已經達到很高的水平；其后，2006年了支持IEEE 802.11a/b/g標準的SoC;2007年支持2×2MIMO的無線模擬單元；2008年又了2×2MIMO的SoC，集成度每年都有所提高。
(東芝公司半導體研究開發中心 濱田基嗣)
有線通信：利用現有的傳輸線路向更高速度和更長距離發展利用DSP的補償超越以往極限
在該領域中引人注目的是數字加速技術，即將輸入到接收器的信號利用ADC采樣之后再使用DSP等進行處理。當利用已經鋪設的現有傳輸線路進行10Gbps的高速通信時，到達接收器的信號有可能會惡化，甚至不能保持發送時的原始信號狀態。在本屆會議上，首次了能夠自適應地恢復信號并符合IEEE各項標準的技術。
美國ClariPhy通信公司的收發器將使用300m多模光纖的數據傳輸速率從2.5 Gbps提高到了10Gbps[11.7]。這種收發器利用CMOS工藝將支持10Gbps的ADC和DSP集成在了一塊芯片上。美國Teranetics公司的收發器則將利用10Gbps雙絞線的通信距離從35m延伸到100m[5.5]。NTT公司的時鐘數據恢復電路可以兼顧到兩個方面：它能夠瞬時且同步地響應脈沖串信 號輸入的第1位信號，也能夠容許160位的連續無翻轉信號[11.4]。該恢復電路是利用∑型DAC來提高頻率精度而實現的。
(NTT公司微系統集成研究所 大友佑輔)
高性能數字電路：工藝發展出現新挑戰芯片面臨功耗及特性不一致等問題
半導體產業仍在遵循著摩爾定律不斷發展。在高性能數字電路領域，隨著工藝的繼續發展，出現了復雜度和集成度更高的處理器。在本屆ISSCC上，各公司及機構針對高集成度芯片暴露出的問題提出了自己的技術方案。這些挑戰包括不斷增加的功耗，處理性能達到極限，工藝、電壓及溫度的不一致性等。
英特爾公司了4核Itanium處理器。這款處理器可以使用低達0.7V的電壓工作，從而減低了功耗。而且，為了提高可靠性，處理器的鎖存電路中采取了減小軟誤差率的措施[4.6和4.7]。在處理器的多內核及多線程的發展過程中，Sun微系統公司也注意到應該提高單線程的性能。該公司的SPARC處理器在進一步發展亂序執行能力以提高單線程性能的同時，總共可以并行執行32個線程[4.1和4.2]。對于芯片的工藝、電壓及溫度的不一致性等問題，美國密歇根州大學了一種可自行修正延遲誤差的技術――Razor II[22.1]，可以動態地自動調節電壓及頻率。
(日立制作所信息／通信部門 丹場展雄)
低功耗數字電路：在降低功耗方面竭盡全力便攜式設備在性能方面又有突破
在低功耗數字電路領域引人注目的論文之一是英特爾公司的低功耗x86處理器[13.1]。采用45nmCMOS工藝和簡單的2-issue順序流水線，實現了2GHz的工作頻率和低于2W的功耗，比以往的x86處理器的功耗小一個數量級。此外，TI公司了用于手機的單芯片，采用了45nmCMOS工藝。
瑞薩科技等6家公司了用于手機的第3代單芯片產品，將基帶處理器和應用處理器集成在一起[13.3]。該芯片將基于21個電壓域的電源關斷功能和部分時鐘激活功能組合起來，進一步降低了功耗。同時，芯片中集成的存儲器管理單元可以讓用于媒體處理的IP核共享虛擬存儲器空間，并通過有效利用外部存儲器等措施實現了更高的性能。
索尼公司的圖像處理器讓人們感覺到便攜設備的畫面質量正在不斷提高，并且圖像識別技術將得到靈活的應用[16.4]，現在已經有可能在便攜設備中采用H.264標準對HDTV信號進行編／解碼處理。這款圖像處理器具有512GOPS的運算性能，每秒鐘能處理60幅分辨率為1920×1080的圖像。在不斷提高分辨率的發展方向之后，這款處理器可能會引領新的潮流：通過圖像處理提高畫面質量、并靈活應用圖像識別和圖像檢索技術。
(日立制作所中央研究所 荒川文男)
存儲器領域：大容量、低成本、高速率、非易失新技術相繼問世
在NAND閃存方面，43nm-60nm、16Gb容量、3位，單元、34MHz(4值)／100MHz(2值)的擦寫速度等技術相繼推出。引人注目的未來技術是三星電子公司的45nm單元疊層型4Gb NAND閃存[28.3]。
SRAM方面，英特爾公司的45nm嵌入式SRAM首次采用了高k材料／金屬柵[21.1]。包括這一款在內的4篇有關45nm SRAM的論文都了降低功耗、解決不一致性等的技術。
DRAM則在不斷提高速度。嵌入式DRAM方面，中國臺灣地區的TSMC利用65nm Bulk CMOS工藝實現了500MHz的工作頻率，并集成人SOI中。包括這一款在內，總共有4篇關于65nm嵌入式DRAM的。三星電子公司了業界第一款支持GDDR5標準的圖形DRAM，實現了每引腳6Gbps的數據傳輸速率[14.5]。
(瑞薩科技公司 日高秀人)
攝像器件／醫療／顯示器／HEHS／傳感器：像素間距不到Iμm的攝像器件適于埋置在人體內的放大器
美國斯坦福大學的攝像器件的像素間距極為窄小，只有0.7μm[2.3]。以往的產品中，最小的像素間距是1.2μm。新器件的間距比以前窄了40％。這款攝像器件在光電轉換和信號電荷的傳輸中使用了幀傳輸CCD。但其信號的讀取方法和CMOS傳感器類似，并采用CMOS工藝制造。
斯坦福大學在芯片上陣列配置了166×76個16×16的光電二極管(像素群)。包括不直接參與圖像生成的像素在內，總像素數達323萬。該大學將這樣的配置叫做多孔徑(Multi-aperture)。該款攝像器件應用了立體照相機的原理，可獲得所拍攝景物的縱深信息，并生成三維的圖像。
在東芝公司的CMOS傳感器中，除了RGB三原色之外，又增添了W(白色)[2.5]。當所拍攝景物的照度很低時，可以提高畫面質量。這款CMOS傳感器可以生成16個像素的全彩圖像，包括2個R像素、4個G像素、2個B像素以及8個W像素。而且，在曝光過程中可以把信號電荷從光電二極管排出，以避免出現白噪聲。因此，動態范圍得到了擴展，可達14位灰階。
在醫療領域，美國Medtronic公司和MIT的放大器適用于檢測由于腦部病變而引起的神經細胞的微弱信號[8.1]。其特點是放大時的噪聲及功耗都很低，能夠應用于便攜式設備及可埋置在人體內的設備中。
(索尼公司半導體亨業集團 角博文)
未來技術：仿生電子，保健護理領域盛況空前近距離通信技術向高性能，多樣化發展
在本屆會議上，未來技術領域面向仿生／保健護理等相關領域提出了新的電路技術以及應用方案。具體來說，包括生物信息的監視技術以及可埋置于人體內的芯片等。
日立制作所了關于實現人類生命活動可視化的技術[7.1]。該技術可以利用徽章型(體積為30cm3)的無線傳感器模塊連續監視體溫4個月。產品的電池壽命是3年。可以說，面向仿生／保健護理領域，這項成果顯示出電子技術新的應用可能性。
此外，值得注意的領域是近距離通信技術，包括芯片與芯片之間的通信技術、人體局域網(BAN，body area network)以及RFID等技術。在上一屆會議上這些領域都曾經受到關注，而在這一屆越發突出了高性能化和多樣化的進展。
從2004年以來，日本慶應義塾大學和東京大學的小組連續了采用電感耦合方式的芯片間通信技術。在本屆會議上，他們了采用異步方式的技術，同以前相比，通信速度提高了11倍[15.7]。利用和電容耦合方式相當的通信速度(11Gbps)，可以實現5倍于電容耦合方式的通信距離。
第9篇：信號通信論文范文
[關鍵詞]相干解調；載波恢復；相位誤差檢測；QPSK解調
中圖分類號：TN81.6 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2016）04-0306-02
1 引言
衛星和以衛星為基礎的通信系統自1965年開始實用以來已經有了顯著的發展。因其具有覆蓋地域廣、通信距離遠、通信容量大、傳輸質量好等特點，已成為現代信息社會的一種重要通信手段[1]。解調器是衛星通信地球站不可缺少的一個重要組成部分，解調器性能的好壞對整個接受系統的性能有著決定性的影響。載波恢復是相干解調的關鍵技術環節。相干解調中，首先要在接受端恢復相干載波，這個相干載波應與發送載波在頻率上同頻，在相位上保持同步的關系。載波恢復就是要實現這一過程，它是相干解調的先決條件[2]。
2 載波相位誤差檢測算法
載波恢復主要包括載波相位誤差檢測、載波恢復環路濾波器以及VCO[3]。載波相位誤差檢測能夠檢測出發端所發送的QPSK調制信號載波相位與本地VCO產生的相干載波相位之間的誤差，載波恢復環路濾波器則對此誤差信號進行濾波，VCO在濾波后的誤差信號控制下輸出與發端載波同頻同相的相干載波。本論文采用的載波恢復環路是基于最大后驗概率估計的判決反饋環[4]。算法的原理如圖1所示。
輸入信號是中頻信號，頻率為140MHz，符號速率為2-45Mbaud可變[5]。I-Q解調包括一對匹配的混頻器及π/2移相電路，輸入中頻經I-Q解調、匹配濾波得到I、Q兩路基帶信號。、分別為其對應的硬判決。判決的過程為：首先根據匹配濾波器輸出的、信號得到一個值為的相角。然后將這個相角與MPSK信號的每一個調制角度（）相比較，從中選出一個與其最接近的角度作為所發送符號對應的調制相位的估值。則和即為其對應的同相和正交分量、。這樣得到的發端所發送符號對應的調制相位估值是其最大后驗概率估計。
圖3和圖4所示分別為QPSK及8PSK信號在不同信噪比情況下，利用MATLAB編程語言實現對環路模型仿真得到的鑒相特性與理論計算得到的鑒相特性對比圖。
由這圖3和圖4可以看出，信噪比越高，鑒相特性曲線的線性范圍越大，仿真結果與理論計算結果吻合得越好。這主要是因為信噪比的降低會造成判決誤差的增大，從而環路的鑒相特性也就受到影響。此外，從圖中還可看出，鑒相特性具有的周期性，這表明仿真結果與理論分析是一致的。
5 結束語
衛星通信的諸多特點使其在現代通信中已占有舉足輕重的地位，且隨著人類對信息資源需求的不斷增加，衛星通信的業務量將會成倍增長。解調是衛星通信地球站進行信號接收與處理的前提，解調器性能的好壞對整個接收系統有著決定性的影響。
本文對衛星通信用高速解調器中載波恢復環路進行分析，首先給出了載波恢復環的結構形式及所采用的算法；然后對其原理、環路的鑒相增益特性等環路的主要性能指標進行了認真分析與研究。最后結合MATLAB仿真，得到的鑒相特性與利用理論公式計算得到的鑒相特性對比圖。
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